¿Cómo evitar que la corriente salga por la parte inferior de este amplificador push-pull?

Question

En un pregunta anterior Pregunté sobre la conducción de un altavoz con un transistor BJT. @Jonk ofreció un diseño de amplificador push-pull propio, y @G36 señaló su similitud con el Amplificador JLH descrito en un artículo de 1969 .

En 1969 los transistores de potencia NPN eran más fáciles de conseguir que los PNP, por lo que el amplificador JLH, y el amplificador de @Jonk, utilizan dos transistores NPN en lugar de un NPN y un PNP. Esto me resulta interesante porque estoy intentando comprender los amplificadores de guitarra de válvulas, y las válvulas son más o menos NPN. (Ya sé que se parecen más a los FET, pero lo que quiero decir es que no hay válvulas similares a los PNP).

El uso de dos NPN requiere un tercer NPN que actúe como divisor de fase. He configurado esto y funciona bien:

simular este circuito - Esquema creado con CircuitLab

La base de Q1 está polarizada a unos 6,7 V (más o menos). La entrada oscila +/-5V porque es la salida de una etapa previa de amplificación de tensión. Sin señal, el emisor está a 6V y el colector a 18V, lo que da mucho margen a las oscilaciones de tensión.

El problema es que cuando conecto los NPN de potencia, hay un camino de resistencia cero entre la base de Q1 y tierra, y toda la corriente se drena. :-(

simular este circuito

¿Cómo hacer que funcione? Todos los ejemplos que he visto tienen el emisor del NPN "inferior" (Q3 en este caso) conectado a masa. Pero eso significa que su base estará a unos 0,7V, y la base de Q1 será de 1,4V, y no será capaz de oscilar +/-5V, o en absoluto.

En los amplificadores JLH y @Jonk, hay un PNP aguas arriba del transistor divisor de fase que sospecho que tiene algo que ver con la solución, pero no consigo averiguar cómo funciona.

ACTUALIZADO: Añadido un condensador de desacoplamiento delante del altavoz.

Answer 1

Volvamos a lo básico:

simular este circuito - Esquema creado con CircuitLab

Etapa de salida

Arriba tienes un fragmento del circuito del esquema anterior que estabas examinando. \$V_\text{CC}=12\:\text{V}\$ y la salida en el emisor de \$Q_1\$ se supone centrado en \$6\:\text{V}\$ y la oscilación de salida debe limitarse a picos que permanezcan al menos \$1.5\:\text{V}\$ por encima o por debajo de los raíles. Así que \$6\:\text{V}\pm 4.5\:\text{V}\$ en el emisor de \$Q_1\$ . Esto debería poder superar \$1\:\text{W}\$ en un \$8\:\Omega\$ orador.

La corriente de pico es \$I_\text{PEAK}<570\:\text{mA}\$ en el altavoz. Como se supone que es un amplificador de clase A, es importante que siempre haya algunos actual en \$Q_2\$ (nunca debe llegar a cero.) Para mantener el \$V_\text{BE}\$ variación en \$Q_2\$ hasta aproximadamente \$30\:\text{mV}\$ Quiero \$I_\text{MIN}=\frac{I_\text{PEAK}}{e^\frac{30\:\text{mV}}{V_T}-1}\approx 260\:\text{mA}\$ . Llamémoslo \$I_\text{MIN}=250\:\text{mA}\$ . Así que ese es el mínimo para esta clase-A. Así que \$I_\text{MAX}=250\:\text{mA}+570\:\text{mA}=820\:\text{mA}\$ . Tenga en cuenta que estamos hablando estrictamente de la corriente de colector para \$Q_2\$ . Implícitamente, la corriente de emisor para \$Q_1\$ serán los mismos mínimos y máximos excepto que serán \$180^\circ\$ desfasados con los de \$Q_2\$ .

La suma de ambas corrientes de colector será \$250\:\text{mA}+820\:\text{mA}=1.07\:\text{A}\$ . (Como verás más adelante, esta suma es bastante constante al igual que la suma de las dos corrientes de base). Dado un NPN como el D44H11 había calculado \$\beta\ge 90\$ para \$Q_1\$ y \$Q_2\$ . Así que la base de accionamiento para ambos BJT de salida sumados resultó en alrededor de \$12\:\text{mA}\$ .

Bucle Bootstrap

\$R_2\$ se convierte en una fuente de corriente mediante el bucle de arranque. (La razón por la que lo llamo bucle será evidente muy pronto). \$V_\text{BE}\$ de \$Q_1\$ es aproximadamente fija (como una pila) durante todo el funcionamiento del amplificador. Podemos también supongamos que la tensión a través de \$C_1\$ es aproximadamente fijo (como una pila).

Entonces, recorre el bucle utilizando KVL empezando por la salida. Debe darse el caso de que \$V_\text{OUT}+V_{C_1} + V_{R_2}+V_\text{BE}=V_\text{OUT}\$ . Pero esto significa que \$V_{R_2}=-\left(V_{C_1} + V_\text{BE}\right)\$ y como el lado derecho de esa ecuación es fijo entonces debe ser el caso que el voltaje a través de \$R_2\$ es fijo. Y esto significa que la corriente en \$R_2\$ es fijo. Y por lo tanto, tenemos una corriente constante en \$R_2\$ .

Q.E.D.

Dado que la tensión a través de \$C_1\$ será la mitad de la tensión de alimentación y que el \$V_\text{BE}\$ de \$Q_1\$ será de \$700\:\text{mV}\$ puedo calcular que el voltaje a través de \$R_2\$ es \$\approx 5.3\:\text{V}\$ . Dada la suma de corriente de base necesaria señalada en la sección anterior, decidí que necesitaba al menos otro \$1\:\text{mA}\$ (más estaría bien.) Así que pensé \$R_2=\frac{5.3\:\text{V}}{13\:\text{mA}}\approx 407\:\Omega\$ . Redondeé hacia abajo (más corriente es mejor) a la cercana \$R_2=390\:\Omega\$ .

Con más de \$1\:\text{mA}\$ restante tras restar las corrientes de accionamiento de la base de la sección de salida, y sabiendo que \$Q_2\$ 's \$V_\text{BE}\$ necesita sobre \$700\:\text{mV}\$ , puse \$R_1=560\:\Omega\$ . Me gustaría no ponlo más bajo que eso. Pero también podría intentar un paso más alto en \$R_1=680\:\Omega\$ sin pestañear. De hecho, pensando en todo esto de nuevo ahora probablemente preferiría \$R_1=680\:\Omega\$ . Pero cualquiera de esos dos valores estaría bien.

Una nota final sobre este tipo de bootstrapping. Está muy bien porque es un método muy sencillo para crear un suministro de corriente constante simplemente reordenando piezas que estarías utilizando de todos modos. Sin embargo, la corriente constante a través de \$R_2\$ sale por el altavoz. Así que crea una corriente continua de polarización en el altavoz. Nos gustaría que fuera de otro modo, pero es el precio que hay que pagar por este sistema.

Divisor de fase

Tenemos una fuente de corriente en el colector de \$Q_3\$ où \$R_2\$ establece la fuente de corriente para \$Q_3\$ y la base de \$Q_1\$ . Después de restar \$Q_1\$ lo que queda es accionado a través de \$Q_3\$ y, después de restar el accionamiento de base para \$Q_2\$ produce una tensión a través de \$R_1\$ .

Creo que puedes ver lo obvio. En efecto, las corrientes de colector de \$Q_1\$ y \$Q_2\$ están desfasados entre sí pero cubren el mismo rango. Por tanto, su suma es una constante relativa. Por lo tanto, la suma de sus corrientes de base también es una constante relativa.

Esto implica que la corriente constante de \$R_2\$ tras restar la suma de \$Q_1\$ y \$Q_2\$ dejará una corriente relativamente constante para \$R_1\$ . Así que podemos predecir aproximadamente un valor para \$R_1\$ como se ha hecho antes.

Sin embargo, y esto es importante, el voltaje a través de \$R_1\$ no es exactamente constante. La variación será justo la necesaria para mover \$Q_2\$ a través de su diseñado variación de la corriente del colector. (A medida que avanza la lectura, también puede tener presente ahora por qué era importante, como se ha indicado anteriormente, limitar esta variación).

Del paso de diseño anterior tenemos \$30\:\text{mVpp}\$ para \$Q_2\$ . Había seleccionado este punto de funcionamiento ignorando por completo las resistencias óhmicas. Estas importan. Por ahora, voy a duplicar aleatoriamente la variación estimada anteriormente sobre \$R_2\$ . Así que sobre \$60\:\text{mVpp}\$ variación sobre \$R_1\$ .

¿Qué pasa con la base de \$Q_3\$ ? Espere otro \$30\:\text{mVpp}\$ que se añadirá a la ya prevista \$60\:\text{mVpp}\$ para \$Q_2\$ . ( \$Q_3\$ 's collector current is going through similar variations). Eso significa, redondeando, unos \$100\:\text{mVpp}\$ para la base de \$Q_3\$ como un plan razonado.

Así que ese es el impulso para \$Q_3\$ . Toda la sección de salida y el divisor combinados deben ser accionados por una señal de tensión que no pueda variar en más de \$100\:\text{mVpp}\$ . También sabemos que el centro de esta tensión debe ser de aproximadamente dos \$V_\text{BE}\$ ¿verdad? Esto significa que \$1.4\:\text{V}\$ o por ahí.

Así que \$V_\text{DRIVE}=1.4\:\text{V}\pm 50\:\text{mV}\$ . Además, necesitaremos una corriente de base pico para \$Q_3\$ de quizás \$60\:\mu\text{A}\$ . Para estar seguros, supongamos que en el peor de los casos \$100\:\mu\text{A}\$ .

NFB

Esta parte es relativamente trivial. Es un divisor básico de CA que, en CC, simplemente devuelve la salida con una ganancia de 1. Pero en CA sólo devuelve una parte dividida de la salida.

Es una señal de tensión. Como es, deberíamos esperar una ganancia de alrededor de \$\lvert A_v\rvert \approx 15\$ . Pero hablaremos de ello más adelante. (En realidad configure primero la ganancia a 15, y después calculé los valores de las resistencias, como verás más adelante).

Etapa PNP añadida

Así que Tenemos algunos NFB listo para ir y una necesidad de una señal DRIVE.

Ahora podemos considerar el nuevo circuito.

simular este circuito

Ya se supone que la salida del amplificador es capaz de \$600\:\text{mA}\$ conducir. Así que será perfectamente capaz de conducir el emisor de la PNP añadido, \$Q_4\$ . La señal de entrada, mucho más débil, en realidad no puede impulsar tanto (por suposición), por lo que la alimentamos a la base de \$Q_4\$ .

\$Q_4\$ tiene que alimentar la base de \$Q_3\$ y queremos que sea rígido por lo que la regla habitual es multiplicar por 10 (mantener las cosas por debajo del 10% de variación.) Así que la corriente de colector de \$Q_4\$ se determina que \$1\:\text{mA}\$ (ya que antes hemos apartado \$100\:\mu\text{A}\$ peor caso de accionamiento de base para \$Q_3\$ .) Sabemos que queremos \$1.4\:\text{V}\$ en la base de \$Q_3\$ También. (También determinado anteriormente.) Así que esto significa que la resistencia de colector de \$Q_4\$ se establece en el valor estándar que se ve arriba.

Dado \$4.5\:\text{Vp}\$ para la salida y una ganancia de 15, sabemos que la señal de entrada debe ser \$V_\text{IN}\le 300\:\text{mVp}\$ . O \$600\:\text{mVpp}\$ . Debido al efecto Early en los BJT, quiero mantener la variación de \$Q_4\$ 's \$V_\text{CE}\$ al mínimo. Pero el emisor va a seguir esa base alrededor. Así que decidí que quería establecer el centro (en reposo) \$V_\text{CE}\$ de \$Q_4\$ en \$3\:\text{V}\$ o más. Pero dada la espacios reducidos aquí (no hay mucho espacio de tensión), decidí conformarme con \$V_{\text{CE}_\text{Q}}=3\:\text{V}\$ para \$Q_4\$ .

Teniendo eso en cuenta, y sabiendo que todavía tengo que conseguir \$1\:\text{mA}\$ de la salida para alimentar el emisor de \$Q_4\$ , puse \$R_3\$ como ves. (A partir de eso, y conociendo una ganancia de 15, que proporcionó el valor de \$R_4\$ .)

Podrías haber elegido un \$V_{\text{CE}_\text{Q}}\$ para \$Q_4\$ que yo. Tal vez ponerlo un poco más alto todavía. O más bajo. Y eso también funcionaría. Pero esa es la cifra que elegí. Me apresuré a hacer un diseño tan rápido como mis dedos podían teclear (el cerebro iba más rápido) y no quise perder el tiempo intercambiando consideraciones secundarias (hay unas cuantas).

Eso es realmente todo lo que había. Lo único que quedaba era averiguar la tensión de base de reposo para \$Q_4\$ (trivial) y elabora una disposición divisoria para él.

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Notas de ganancia

Ignorar la \$Q_4\$ la ganancia en bucle abierto del amplificador proviene de convertir aproximadamente \$100\:\text{mVpp}\$ hasta aproximadamente \$9\:\text{Vpp}\$ -- sobre \$A_{VOL}=90\$ . (El valor real puede ser un poco más alto que eso porque he redondeado al alza en la oscilación de entrada). Pero \$Q_4\$ es también lo que se puede ver como un amplificador CE (mira la carga del emisor frente a la carga del colector.) En este caso, me imagino que \$r_e\approx 26\:\Omega\$ (a temperatura ambiente) y \$100\:\Omega\mid\mid 1.5\:\text{k}\Omega\approx 94\:\Omega\$ . Así que \$A_{VOL}=90\cdot\frac{1.5\:\text{k}\Omega}{94\:\Omega+26\Omega=120\:\Omega}=1125\$ .

Por tanto, la ganancia en bucle cerrado debería ser \$\frac{1125}{1+\frac{100\:\Omega}{1.5\:\text{k}\Omega+100\:\Omega}\cdot 1125}= 15.8\$ .

(Todo esto sugiere que la entrada debe mantenerse por debajo de unos \$250\:\text{mVp}\$ en lugar del originalmente mencionado \$300\:\text{mVp}\$ ).

Una cuestión que queda por considerar resultará ser un detalle menor. Debido a la proximidad de la magnitud de \$r_e\$ vs \$R_4\$ la mencionada ganancia de bucle abierto depende de la temperatura. \$Q_4\$ no es probable que se autocaliente tanto, pero las variaciones ambientales pueden ser amplias. En el rango de \$-20\:^\circ\text{C}\$ a \$+40\:^\circ\text{C}\$ , \$22\:\Omega\le r_e\le 27\:\Omega\$ . Cualquiera que esté familiarizado con la potencia del NFB se dará cuenta inmediatamente de que esto no importará tanto (la ganancia en bucle abierto puede ser de 1115 a unos 1165 aquí) al final. La ganancia en bucle cerrado seguirá siendo sólida como una roca. Pruebe usted mismo los cálculos y verá.

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Actualización

He actualizado el esquema final de arriba. Me había olvidado por completo de la necesidad de forzar un roll-off de alta frecuencia. He añadido \$C_3\$ con un valor nominal que se sitúa razonablemente, creo. Las resistencias óhmicas en \$Q_1\$ y \$Q_2\$ y también sería útil limitar la corriente. Pero ese polo de compensación es imprescindible. Así que se añade ahora.

Answer 2

Te olvidas de la unión diodo base-emisor que tienen todos los bjt. Su unión Q3 be está sujetando el emisor de Q1 a unos 0,65 voltios.

Es porque tienes un diseño de tótem, que es bueno para acercar la salida a la Vee o al carril de masa, pero necesitas una resistencia de base para Q3 de 2,2 K más o menos. Puedes puentearla con un condensador igual a 1/2 de la capacitancia de Q3, o unos 22 pF a 47 pF.

Una salida push-pull no tendría este problema, pero Q1 no podría manejarla.

Una alternativa utilizada en algunos op-amps es añadir un PNP (2N3906) para conducir Q3 con su emisor. Para polarizar el emisor del PNP utilice un 10 K a la línea de alimentación. Su colector iría a masa. Una resistencia de 100 ohmios en el emisor de Q1 evitaría corrientes de paso. Este add-on no invierte la señal, sino que desplaza la unidad a Q3 por lo que su base tiene una resistencia de pull-up.

Prueba primero con la resistencia de 2,2 K y después con el PNP extra.