El ancho de banda de la inversora y no-inversora op-amps

Question

Si el mismo op-amp se utiliza en ambos inversora y no-inversora de los modos (con el mismo lazo cerrado de ganancia a través de las correspondientes resistencias), será el ancho de banda de lazo cerrado del amplificador operacional en ambos casos será el mismo?

Por ejemplo,

Ahora, si me asumir la unidad de ganancia de frecuencia = 10 MHz, es el ancho de banda de 5 MHz?

Si estoy en lo correcto, entonces ¿por qué es el GBWP del bucle cerrado op-amp que invierte menos que el de la no-inversión de la contraparte?

Answer 1

Hay una respuesta sencilla: El ancho de banda para el circuito cerrado de ganancia está determinada por la frecuencia a la cual la GANANCIA de BUCLE es de 0 dB. En su ejemplo, los circuitos de la ganancia de bucle no es la misma - por lo tanto, el ancho de banda no será el mismo. El circuito con la mayor ganancia de bucle (no-inversor) tiene el mayor ancho de banda.

Explicación de por qué la Ganancia de Bucle (LG) determina el ancho de banda:

El denominador del bucle cerrado fórmula de ganancia es

\$ D(s) = 1 - LG \$

A partir de esto, podemos deducir que "algo" sucede cuando \$LG=1\$ (0 dB). En la frecuencia correspondiente \$ \omega_{o} \$ tenemos un verdadero polo (pensar en el comportamiento de un primer orden de paso bajo). Y este polo da la frecuencia en la que las 3dB-ancho de banda se define.

Debo añadir que esta es una explicación simplificada; una explicación detallada implica el abrir-ganancia de bucle de Aol y su respuesta de frecuencia:

\$ A_{CL} = \dfrac{H_{FW} \cdot A_{OL}}{1 - Hr \cdot A_{OL}} \$

con \$LG=Hr * A_{OL}\$ de avance y el factor de \$H_{FW}\$.

Podemos ver que para bajas frecuencias (grande \$LG\$) y el feedback negativo de los factores (\$Hr\$ negativo) el "1" puede ser descuidado y la ganancia es

\$A_{CL}= \dfrac{H_{FW}}{Hr} \$ = constante.

Sin embargo, para grandes frecuencias (\$A_{OL}\$\$LG\$menos) no podemos descuidar el "1". Cuando llegamos a la frecuencia de \$ \omega_{o} \$ donde \ $ |LG|=1\$ "1" comienza a dominar para mayores frecuencias y podemos descuidar la ganancia de bucle de LG.

En este caso el numerador \$H_{FW} \cdot A_{OL}\$ determina principalmente la respuesta de frecuencia (\$ A_{CL}= H_{FW} \cdot A_{OL}\$, aproximadamente, de un filtro de paso bajo de primer orden).

Por lo tanto, la transición de la primera región a la segunda región es la frecuencia de corte wo.

Para el inversor: \$H_{FW}=\dfrac{-R2}{R1+R2}\$

Para los no-inversor: \$H_{FW}=1\$.

Answer 2

Estás son básicamente correctas. La derivación de las fórmulas que se pueden encontrar en varios lugares, por ejemplo, 1 o 2 y los libros citados en el mismo, así que no voy a hacer aquí, sino que también ha realizado correctamente.

En pocas palabras, si \$f_T\$ denota la Unidad de Ganancia de Frecuencia de lazo abierto del amplificador operacional y \$f_B\$ denota la misma para un determinado circuito con la ganancia del circuito de \$G_0\$, luego

• para los que no inversora del amplificador operacional circuito, la ecuación es simplemente \$G_0 f_B = f_T\$.
• para la inversión de circuito, la ecuación es, sin embargo,\$G_0 f_B = - f_T (1-\beta)\$, donde \$\beta = \frac{R_1}{R_1 + R_2} \$ el uso de dichas anotaciones.

Lo que esto significa es que para la inversora del amplificador operacional circuito el peor de los casos va a ser \$ \beta=1/2\$, \$G_0=-1\$, cuando sólo se obtendrá la mitad del ancho de banda de la no-inversión de circuito!

Y realmente aplicar estas ecuaciones para su ejemplo[s]:

• para el no inversor: \$f_B = f_T / 2 = 5\text{Mhz}\$.
• para el inversor: \$ \beta = R_1/(R_1+R_2) = 10/30 = 1/3\$, por lo que $$ f_B = - \frac{f_T}{G_0}({1-\beta}) = -\frac{10}{-2}\frac{2}{3} = 3.33\text{MHz}$$

---

Aquí una forma más rápida para recordar/resolver este derecho, basado en J. H. Krenz del libro de texto. La igualdad \$f_B = \beta f_T\$ es válido para ambos inversora y no inversora del amplificador operacional circuitos, y \$\beta \$ (lo que se llama la retroalimentación fracción) tiene la misma fórmula anterior para ambos circuitos, es decir, \ $\beta = \frac{R_1}{R_1 + R_2} \$ donde \$R_2\$ es la resistencia en el lazo de realimentación. Sin embargo, para obtener una ganancia de 2 para la inversión de aplicaciones que usted necesita una beta de 1/3 como en el anterior, mientras que para el no inversor (circuito de ganancia 2) beta será de 1/2.

Answer 3

Sí, salvo las limitaciones en los componentes externos. Para tener una idea aproximada de ancho de banda mínimo, dividir el amplificador operacional de ganancia-ancho de banda-del producto por el valor absoluto de la ganancia de bucle cerrado. Que es el mismo si invertir o no invertir. Por lo tanto, en el ejemplo, suponiendo que el amplificador operacional tiene un mínimo GBP de 10 MHz, entonces tanto los circuitos de tener un mínimo de ancho de banda de 5 MHz.

Sin embargo, usted también tiene que pensar acerca de los componentes externos. Siempre habrá alguna capacidad parásita. Para obtener el valor calculado anteriormente, el R-C paso bajo filtros formados por cualquier resistencia y cierta capacidad parásita debe tener una atenuación cómodamente por encima del ancho de banda que desea.

Para ser pesimista, suponga 20 pF tapas se añaden a la tierra y tal vez de 10 pF a través de los componentes dondequiera que iba a reducir el ancho de banda. Supongamos, por ejemplo, de 10 pF a través de R2 en el segundo ejemplo. 10 pF y 20 kΩ tener un 800 kHz roloff, así que 5 MHz es un camino más allá de las expectativas razonables. Podemos trabajar este hacia atrás y encontrar la resistencia que tiene 5 MHz atenuación con 10 pF, que es de 3,2 kΩ. Desde que te gustaría ser en realidad de 3 dB hacia abajo adicional para cada filtro en la atenuación de la frecuencia, desea que al menos una octava, preferiblemente 2-3 octavas, más allá de la frecuencia de interés. En este caso, 1 kΩ sería una buena opción para R2, con la otra resistencia a la escala que corresponda.

Alto ancho de banda requiere bajas impedancias y de los costos actuales.