¿Cuál es la causa del problema?

Question

Estoy tratando de hacer una conmutación regulador de corriente constante para un Ni-MH cargador. Se acepta una corriente de entrada del microcontrolador mediante un PWM DAC. Yo, básicamente, quiere fuente de 2000mA y 200mA para 1C y 0.1 C relativamente de carga de la batería de 2700mAh.

La forma en que he tratado de lograr esto es el siguiente:

Un OP-AMP que está configurado en la retroalimentación negativa, toma Vset (PWM DAC) como de no-entrada inversora y Vsense (el voltaje en la resistencia de sensado) como entrada inversora. Las unidades de una pequeña señal de MOSFET con su resultado, de modo que el convertidor buck de la tensión de salida es por la forma de la corriente en la carga.

Sin embargo, me estoy poniendo las oscilaciones en TP1, que afecta a todo el sistema.

Aquí está el esquema, siento que es de 3500 x 2500px :

He conectado un corto en lugar de R6, desde Rdson de Q2 es acerca de 50mohms. También, he conectado un 1R 11W cerámica poder de resistencia en lugar de una batería. Q3 se pone en marcha y Q2. Me he conectado a un medidor de amperios y muestra acerca de 1.9 a través de la resistencia.

Aquí están algunos ámbito de fotografías de diversos puntos de prueba que he utilizado muy corto el cable de tierra de la sonda de captura.

• Punto de prueba 5; no entrada inversora del AMPLIFICADOR operacional:

• Punto de prueba 6; entrada inversora del AMPLIFICADOR operacional, el voltaje en la resistencia de sensado:

CA Acoplada:

• Punto de prueba 1; Vsense pin de la switcher, drenaje de Q1:

• Punto de prueba 2; interruptor de nodo:

• Punto de prueba 4 Prueba el Punto 6; sonda en TP4, suelo de clip en TP6, o en otras palabras, la tensión en el conector P3, o voltaje de salida:

CA Acoplada:

Answer 1

Fundamentalmente, tiene forma demasiado ganancia en su bucle de retroalimentación, junto con bastantes cambio de fase para crear un muy bonito ~50 kHz oscilador.

En primer lugar, me gustaría simplificar el circuito mediante la eliminación de los MOSFET Q1; en su lugar me gustaría considerar la posibilidad de intercambio de entradas de la LM393 y el uso de su colector abierto salida de la unidad de la Vref nodo directamente. En segundo lugar, me gustaría añadir una gran cantidad de comentarios negativos en torno a la LM393, junto con un condensador para rodar la respuesta de frecuencia. Usted realmente no necesita mucho ancho de banda en el lazo de control para un cargador de batería — la batería no es altamente dinámico de la carga.

Edición #1, de la incorporación de comentarios:

Entiendo acerca de la limitación de la oscilación de voltaje en Vsense; eso es lo que R1 y R2 son para. Estoy diciendo que eliminar Q1 y R3 y conecte el LM393 de la unión de R1 y R2. Entonces, usted necesita para cambiar las entradas para el LM393 con el fin de preservar la polaridad correcta de la retroalimentación.

Para la retroalimentación negativa, sólo tiene que conectar un condensador entre los pines 1 y 2 de la LM393. Desde el pin 2 está ahora conectado a su fuente de referencia, usted también necesitará una resistencia entre el C7 y el pin 2. Juntos, estos componentes se salen de la respuesta de frecuencia del comparador. Me gustaría empezar con valores como 10K y 100 nF, dando una esquina de la frecuencia de 160 Hz. No sé si esto será suficiente para hacer que el sistema sea estable, pero al menos te permite empezar a trabajar en la dirección correcta.

Edición #1, pensamientos adicionales:

Vamos a dar un paso atrás por un momento. Si ignoramos PWM_Vset por el momento, lo que realmente se necesita es tomar el 200 mV que aparece en todo el sentido de la resistencia y traducir a la 1.221 V que el regulador espera que en su Vsense pin. Esto requiere una simple noninverting amplificador con una ganancia de un poco más de 6.

Basado en el nuevo circuito, sería un experimento interesante a corto C7 y reducir R3 a 51 K (ganancia = 6.1) y ver si el regulador está estable. Si es así, entonces podemos pensar en maneras de hacer que el punto de consigna ajustable.

Answer 2

La solución a este problema que he tenido, es una combinación de dos de las respuestas por Dave Tweed y Madmanguruman. Gracias chicos.

He sustituido el comparador de LM393 por un LM358 que tiene casi el mismo precio, al menos en Digi-Key. $0.0797 for LM358 and $0.0756 para LM393, tanto en 100 de las cantidades.

También he añadido algunas opiniones negativas con un condensador, de manera que la salida de la rampa de la suficiente lentitud, dejando que TPS5430 control de la pelota reglamento. Oh, y no olvidemos que he intercambiado los pines de entrada.

Los resultados de la prueba son grandes. He intentado pisar la carga, sin problemas. También he cortocircuito en la salida o se aplican muy poco (menos de la mitad de un ohm) de la resistencia y de nuevo, no hay problema.

Para un 5 ohmios de carga a 1A, la eficiencia es de alrededor de 91%. Para una 2A de corriente en la misma carga, la eficiencia es del 90%. Ruido de salida es de alrededor de 60mV de pico a pico. Estoy bastante contento con los resultados. Mi meta ahora es añadir algo de regulación de voltaje mecanismo demasiado para que yo pueda implementar Li-Ion de carga. Aquí está el último esquema:

Answer 3

Su esquema de control es desconcertante para mí.

U3A es un LM393. Un comparador. La salida es de alta impedancia o en el suelo.

El TPS5430 está destinado a una señal analógica de voltaje en los pines 4 y el uso de una referencia interna de 1.221 V y un error interno del amplificador para generar el PWM. Usted tiene Vsense atado a 2.5 V, así que cuando Q1 se apaga el ciclo de trabajo se pondrá a cero (sentido > referencia), y cuando es que se va a ir a máximo (sentido de referencia<) en algún velocidad de respuesta controlada por la compensación interna.

Básicamente estás conduciendo un pin analógico con una señal digital - este es un duro camino que recorrer acerca de las cosas.

Usted también tiene cero de histéresis del comparador, por lo que el resultado puede chatter si las entradas están cerca el uno del otro.

Su idea sobre el uso de la DAC para hacer una tensión de referencia, para el control de la tensión de salida (y la corriente) es válido y correcto. Lo que realmente se necesita es un marco regulador que da acceso a la interna de error en la salida del amplificador, de modo que usted puede reemplazar su circuito comparador con un verdadero amplificador de error (saltándose la interna) y tener un control de bucle cerrado con cualquier compensación que usted necesita.

(Configurar la pelota controlador de manera que el interior amplificador de error es siempre alta, luego atar su amplificador externo a ella, así que se puede tirar hacia abajo la señal y el control del ciclo de trabajo.)

EDIT: revisado Su solución funciona. La sustitución de la referencia para la comparación con un op-amp amplificador de error para el conjunto de la operación externos punto es un buen compromiso. Básicamente estás alimentación de bucle (de la compensación interna de la pelota) con la salida de otro bucle (externo amplificador de error), pero ese es el precio que paga el uso de uno de esos pequeños-buck chips de control con retroalimentación integrada. Me gustaría experimentar con los pasos de carga para ver si la salida tiene cualquier oscilatorio tendencias, sólo para asegurarse de que no hay ninguna posibilidad de inestabilidad.