Determinar la amplitud de una onda senoidal de 2 MHz

Question

Estoy diseñando una clase E inversor resonante a una frecuencia de conmutación de aprox. 2 MHz. Necesito controlar el inversor, así como para mantener constante la corriente en la carga. Mi estrategia sería poner un sentido actual, la resistencia en serie con la carga de convertir la corriente a voltaje, rectificación y filtro de paso bajo, a continuación, lea la esencia-DC valor con un ADC, puedo tomar desde allí.

Sólo para obtener un sentido de los valores en juego, a mi la corriente nominal es de 0,17 a RMS, y he determinado que un 1 Ω sentido corriente del resistor es el máximo valor que puede utilizar. Por lo tanto la caída de tensión en el sentido corriente del resistor es de 170 mV RMS. Puedo tolerar en más de 1% de error en la amplitud de la onda sinusoidal a la salida de mi circuito. El circuito debe trabajar con una sola fuente de alimentación (es decir 3.3 V); no bipolar suministros.

Obviamente, este voltaje es demasiado bajo para rectificar con un diodo directamente. Mi primer pensamiento fue el uso de un rectificador de precisión; el circuito siguiente, tomado de un TI de la nota de aplicación, puede hacer el trabajo, y lo que funciona para una sola fuente:

Sin embargo, ciertas exigencias de rendimiento son de los op amps en este circuito, así como para satisfacer mis necesidades encima, que estrechar abajo las opciones considerablemente:

• El GBW producto debe ser significativamente mayor que el de 4 MHz (el doble de la onda sinusoidal de 2 MHz de frecuencia ya que este es un rectificador de onda completa); de lo contrario, la señal será atenuada. He decidido que, si los 3 dB de corte es una década por encima de la frecuencia de la señal, la amplitud será atenuada en un 0,5%, por lo que una de 40 MHz GBW amplificador es el mínimo que estoy buscando.

• Dado que la amplitud de la onda senoidal es de 240 mV, si me imponer un máximo de 0.1% de error debido a que el amp op de la entrada de voltaje de offset, necesito una parte con un máximo de 240 µV desplazamiento.

• Asumiendo un valor de 10 kΩ para \$R_1\$\$R_3\$, el circuito debe tener una impedancia de entrada de 5 kΩ. Dada la impedancia de la fuente es de 1 Ohm, este por sí mismo no es un problema, pero el op amp de corriente de polarización. De nuevo la imposición de un máximo de 0.1% de error debido a la corriente de polarización de entrada del amplificador operacional, la máxima corriente de polarización de entrada debe ser de 240 µV/5 kΩ = 48 nA.

El más barato (Digi-key cant. 1) op amp de un fabricante de buena reputación que cumpla con estas especificaciones es la OPA2365 en $2.73. Esto fácilmente podría representan más de 10% y más del 20% de los costes de un inversor, por lo que sigo pensando que debe haber una mejor manera. Si ayuda, esto puede ser visto como un pico de detección o demodulación AM problema.

Así que la pregunta es: ¿puede alguien sugerir que es más barato circuito capaz de medir la amplitud de un ~240 mV, 2 MHz de onda sinusoidal?

Edit: este circuito va a ser empleado en un dispositivo portátil, por lo que el consumo de energía debe ser mantenido bajo control.

Edit 2: Como por @SpehroPefhany la respuesta, estoy tratando de diseñar un BJT circuito de ahora. Es algo como esto:

^{simular este circuito – Esquema creado mediante CircuitLab}

Sí, sé que me engañó, por medio de un 10 V alimentación-tengo pilas en mi sistema que puede proporcionar esta tensión si es necesario, que es algo que me olvidé de mencionar arriba. También, he omitido el filtrado parte del circuito; que debe ser fácil después de la rectificación se lleva a cabo correctamente. Puedo añadir de nuevo la caída de diodo tensión digitalmente después de la conversión a/D de la señal, y ya que es amplificado (estoy disparando para decir 4.5 V de amplitud de ahora), que fácilmente se puede tolerar 50 a 100 mV variaciones en la caída de tensión del diodo en la fabricación sin violar mis revisado exactitud de destino (5% ahora, de nuevo, como por @SpehroPefhany la sugerencia).

El problema de este circuito es que, sin carga (suponiendo R6 fueron tomadas fuera del circuito) el voltaje en el diodo de cátodo se desplaza hasta la rectificación ya no tiene lugar. Si R6 es lo suficientemente baja, la rectificación efecto se mantiene, pero al costo de una indebidamente la carga de todo el circuito, con un efecto correspondiente en el controlador de dominio de nivel visto en la resistencia de carga.

Este parece ser el más prometedor de la investigación hasta ahora. Doy la bienvenida a cualquier sugerencia para mejorarlo.

Answer 1

He aquí una idea: Un simple y áspera solución por la polarización de un diodo con una corriente pequeña. Se convierte en no-lineal y rectifica, incluso muy pequeños voltajes AC.

He dibujado un posible circuito. Usted podría refinar todos los valores para satisfacer sus requisitos exactos. D_A y D_B son una pareja en uno de SOT23 caso. R1 y R3 suministro de la corriente de polarización de los diodos, de 3.3 V ferrocarril. R2 y C2 son un filtro para rechazar el 2 MHz y proporcionar una salida estable; tienen una constante de tiempo muy por debajo de 1 ms, muy poco 2 MHz. Un mayor R2 o mayor C2 podría ser una buena idea, dependiendo de la velocidad de su lazo de control. Para usar este circuito debe de muestra y el proceso tanto para el rectificado de salida de RF, y el sensor de temperatura de salida, y hacer algunos cálculos sobre los resultados. (El interruptor está sólo me permite ver la diferencia entre RF y RF Off).

Las ventajas de este circuito:

• Hoteles a menos de $0.10 por componentes (excluyendo el sentido de resistencia)
• No exóticas componentes, un dual-1N4148 y algunos de R y C.
• Sensibles a 50 mV AC, pero los errores se arrastran en
• Muy pequeña parte de la sensibilidad, mientras que los dos diodos son coincidentes y a la misma temperatura, o en el mismo paquete. El uso de un 1% de resistencias.
• Muy poca sensibilidad de la frecuencia
• Muy poca sensibilidad a la temperatura, una vez compensados (no sensible a tempco de condensadores)
• Baja el número de componentes
• También actúa como un termómetro

Desventajas:

• Es también un termómetro. Usted necesita regularmente muestra el otro diodo, para comprobar el cruce de voltaje debido a la temperatura sola.
• Algunos cálculos a realizarse en el software, podría ser tan simple como una resta.
• No la ganancia de voltaje. Vsal disminuye alrededor de 270 mV con un 240 mV (RMS) de entrada de CA
• Ligeramente respuesta no-lineal, el voltaje de DC no es lineal con la tensión de CA.

Esto funciona así:

Y el trazado de sólo la salida de los voltajes de CC (en este caso con un 100 mV pico de la señal de CA):

Lista de materiales (menor costo carretes de DigiKey)

• 1 x par de diodos: $ 0.01560
• 3 x 100k resistencias: $ 0.00093 cada
• 2 x Cerámica NP0 de los condensadores: $ 0.03914 cada Total BOM: alrededor de $ 0.09667

Una rápida investigación de la sensibilidad del circuito a variaciones de los parámetros se muestra que una vez que las ecuaciones se resuelven, no debe ser sensible a la temperatura, de la frecuencia o los cambios en la capacitancia.

A partir de 2 MHz, 10 ° C y 100 mV CA (Pico):

• La configuración Base: 539 (Vtemp) a 492 mV (Vsal), 47 mV diferencia
• 40 deg C : 449 a 406 mV, 42 mV No hay sensibilidad a la temperatura (después de restar)
• 1.5 MHz : 539 a 492 mV, 47 mV. No hay sensibilidad a la Frecuencia
• R1/R3 22K: 599 a 553 mV, 46 mV. No hay sensibilidad a la actual, funciona bien con la más corriente de polarización. Impedancia de la fuente de rectificador ahora cae demasiado, ahora se estabiliza en un 0,3 ms en lugar de 0.6. R1 y R3 debe todavía ser correspondido...
• 50 mV AC: 539 525 mV, 14 mV (práctica límite inferior de tensión)
• 200 mV AC: 539 a 409 mV, 130 mV
• 339 mV AC: 539 a 284 mV, 255 mV (Este es su punto de funcionamiento, 240 mV RMS)
• 356 mV AC: 539 268 mV, 271 mV (punto de funcionamiento + 5%)

En Resumen

• Este circuito se rectifica la de 240 mV RMS de la tensión de CA, para proporcionar un 250 mV cambio en el voltaje de DC.
• Si el voltaje de AC cambios en un 5%, la tensión de CC cambios por sobre el 6%, un delta de 16 mV.
• No tiene la sensibilidad a la típica tolerancias de los componentes, que podrían provocar errores más allá del 5%.
• La exacta DC valor depende de la temperatura, pero esto es fácil de calibrado por comparación con un segundo diodo en el mismo paquete, con el mismo sesgo, pero no de CA.
• 12 bits A/D se le dará una resolución de 0.25% por LSB, aunque en la práctica la resistencia de la tolerancia y el diodo de coincidencia va a limitar la precisión mucho antes de esto.

Answer 2

Apenas alrededor de cualquier discretos BJT puede fácilmente amplificar 2MHz, o (dada la muy baja impedancia de la fuente) se podría usar una derivación en un inductor o un transformador para aumentar la tensión a algo más razonable para un diodo Schottky de manejar. Con el emisor de la degeneración usted podría conseguir bastante buena ganancia de precisión con el BJT. Yo esperaría algo como una sola vuelta primaria y tal vez de 20 vueltas de secundaria del transformador, a través de una pequeña toroide de ferrita.

Yo creo que una ajustada de la exactitud de 1% a 2 mhz, es posiblemente una excesivamente estrictas especificaciones para una luz y se traducirá en un costo muy alto. Una precisión de 5% o 10% y la estabilidad de ~1% sobre algunos de temperatura, etc. podría tener más sentido.

Answer 3

Como una alternativa, ya que el actual será dentro de un intervalo bastante estrecho, podría intentar algo como

^{simular este circuito – Esquema creado mediante CircuitLab}

La idea es que, a pesar de 170 mV es demasiado pequeño para rectificar, no hay ninguna razón usted no puede amplificar hasta que es lo suficientemente grande. R4, R5 y C3 hacer una virtual suelo a 2.5 voltios (para 5 voltios del sistema), y C1 y R1 CA-par de la señal se hace referencia a este virtual sobre el suelo. OA1 es bastante rápido rail-to-rail de op amp como un AD8655. La salida es rectificado en R6 y C2.

Hay dos posibles áreas problemáticas. La entrada pasa-altos presentará algunas de cambio de fase, pero yo esperaría que a 2 MHz que no debería ser un problema. La salida del filtro de paso bajo es más problemático. No sé el bucle de la dinámica, así que no puedo decir si la respuesta es lo suficientemente rápido. Ciertamente, usted puede operar fuera de rizo para la velocidad, pero la verdad, no sé si el resultado final será satisfactorio. Tiempo de ataque se establece por la dinámica del diodo/condensador, y el tiempo de caída por el resistor/capacitor.

Answer 4

Rectificación sincrónica con tecnología analógica interruptores podría funcionar. Usted tiene un 2MHz señal sinusoidal que puede ser convertida a una onda cuadrada para impulsar el cambio analógico. El cambio analógico abrir y cerrar en la misma frecuencia y fase de la onda sinusoidal a ser medido. Básicamente, esto le da un rectificador de media onda y creo rectificación de media onda es todo lo que usted pueda necesitar. Un RC filtro de paso bajo que la convierte en un DC valor. Se puede convertir en onda completa.

Usted posiblemente puede resolver este problema con un circuito sample and hold - si usted puede llegar en el momento adecuado puede muestra el pico de la señal que se desea medir y directamente le da una señal DC. Para llegar en el momento adecuado, diferenciar la señal y el uso de un detector de cruce por cero para producir un pulso que activa el muestreo y retención.