Selección del dispositivo de paso para la fuente de alimentación de CC del banco

Question

Estoy diseñando una fuente de alimentación de banco de CC. Esta será de 0-30V, 0-300mA, pero espero probar algunos modelos más potentes una vez que haya resuelto este.

Estoy siguiendo el procedimiento general de diseño descrito por Christophe Basso en su libro Diseño de bucles de control para fuentes de alimentación lineales y conmutadas: Guía didáctica . En particular, el siguiente aspecto:

1. Piense en el circuito global como una etapa de potencia (planta) con función de transferencia \$H(s)\$ y un compensador con función de transferencia \$G(s)\$ .

2. Determina la función de transferencia de la etapa de potencia. (Se recomienda recomendable, para capturar los efectos de las parásitas reales).

3. Diseñar la función de transferencia del compensador, concretamente su breakpoints de ganancia/frecuencia, para compense por las deficiencias del etapa de potencia, produciendo la respuesta de frecuencia global deseada. Este esencialmente condiciona la función de transferencia de ganancia de bucle para un rendimiento óptimo frente a la estabilidad. rendimiento óptimo frente a la estabilidad.

Estoy usando un BJT NPN de potencia como el corazón de la etapa de potencia. He elegido un 2N3055, sobre todo porque tengo uno a mano y su TO-3 caso encaja muy bien en la caja que planeo usar (una fuente de alimentación HP 721A vintage).

He conseguido un circuito muy estable para el aspecto de tensión constante con el siguiente esquema. (corriente constante, medición, etc para seguir)

El gráfico de Bode de la ganancia del bucle tiene este aspecto. Las cosas cambian un poco en función de la tensión programada y la carga, pero esto representa aproximadamente el punto central, con \$\phi_m\$ de 64° y un margen de ganancia de 27 dB:

Sin embargo, el ancho de banda que puedo conseguir es relativamente bajo (aproximadamente 1-2kHz), y ese límite es impulsado por el polo de baja frecuencia de la 2N3055 (alrededor de 9kHz). Ese polo es el polo "derecho" para mi aumento de fase, que pone el pico de el impulso en el barrio de 1,5 kHz.

Así que mi pregunta es: ¿Es esto sólo el mejor ancho de banda que puedo esperar de una etapa de potencia basada en BJT? O puede una selección inteligente de un dispositivo de potencia diferente ¿Me permitiría obtener un orden de magnitud o más en la mejora del ancho de banda?

Answer 1

De memoria borrosa, hay (al menos) dos grados de 2N3055. Está la pobre y la muy pobre. La versión pobre tiene mayor \$H_{\text{fe}}\$ y \$f_T\$ que los realmente pobres. Probablemente no estarás contento con ninguno de ellos.

Existen dos topologías básicas utilizadas en las etapas lineales de potencia: Emisor seguidor y Emisor común. Empezaremos con el seguidor de emisor, ya que es más fácil de usar y más común.

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Emisor Seguidor

El condensador de filtro de salida de presencia \$C_2\$ significará que hay dos polos en la función de transferencia de la etapa de potencia. El primero se encuentra a unos 10 kHz (en el mejor de los casos para el 2N3055) debido a \$C_2\$ y el segundo en \$\beta\$ que aparece entre los 20kHz y los 60kHz (dependiendo de la frecuencia). \$\beta\$ y \$f_T\$ ).

He aquí algunas expresiones aproximadas para las frecuencias LFP:

\$f_{\text{p1}}\$ ~ \$\frac{1}{2 \pi C_2 \left(\frac{r_b}{\beta }+r_e\right)}\$ ; \$f_{\text{p2}}\$ ~ \$\frac{f_T}{\beta }\$

Para 2N3055; \$r_b\$ ~4Ohms, \$\beta\$ ~130, \$C_2\$ =470uF, olvídate de \$r_e\$ por ahora (es inferior a 1mOhm), así que \$f_{\text{p1}}\$ ~ 10kHz. Con \$f_T\$ ~2MHz, \$f_{\text{p2}}\$ ~15kHz. La expresión para \$f_{\text{p1}}\$ está escrito para el caso de accionamiento de base de muy baja impedancia. A medida que aumenta la impedancia del accionamiento de base, la frecuencia de \$f_{\text{p1}}\$ disminuye hasta convertirse en el \$R_{\text{Load}}\$\$C_2\$ frecuencia de polos.

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Emisor común (CE)

Hay más piezas móviles con el emisor común, que se suman para hacer las cosas mucho más complicadas que el seguidor de emisor. Esta es la misma topología que se utiliza en los reguladores de baja caída (LDO), que son bien conocidos por ser difíciles de estabilizar. Para dejar las cosas un poco más claras, aquí hay un esquema de un modelo de CA de pequeña señal del emisor común.

simular este circuito - Esquema creado con CircuitLab

En primer lugar, escriba una ecuación de la ganancia de CC poniendo la frecuencia a cero en el modelo.

\$A_o\$ = \$-\frac{\beta R_{\text{Load}}}{r_b+(\beta +1) \left(r_e+R_E\right)+R_4}\$

Obviamente, \$A_o\$ es función de \$\beta\$ , \$R_{\text{Load}}\$ , \$R_4\$ y \$R_E\$ . Para los mismos valores que antes para el 2N3055, y \$R_4\$ =1kOhm y \$R_{\text{Load}}\$ =100 Ohm, \$A_o\$ =-13. Pero, digamos \$R_4\$ =10 Ohmios, entonces \$A_o\$ =-945. Si además \$R_E\$ se cambiaron de cero Ohmios a 1 Ohmio, \$A_o\$ se reduciría a -90. Así pues, uno de los problemas de la topología CE es la variación extrema de la ganancia con los cambios de parámetros.

¿Y los postes? Primero veamos el polo causado por \$\beta\$ rolloff to \$f_T\$ . En el modelo, elimina todos los condensadores y escribe la función de transferencia. Es un poco grande, pero sólo hay un polo, que después de resolver para la raíz da la frecuencia del polo para \$\beta\$ rolloff.

\$f_{p-\beta }\$ = \$\frac{f_T \left(r_b+(\beta +1) \left(r_e+R_E\right)+R_4\right)}{\beta \left(r_b+r_e+R_4+R_E\right)}\$

Para algunos valores de los parámetros es básicamente lo mismo que el \$\beta\$ polo del seguidor de emisor. Pero también es muy sensible a \$R_4\$ y \$R_E\$ . Por ejemplo, si se utilizan los mismos parámetros para 2N3055 que antes junto con los valores esquemáticos para \$R_4\$ (1kOHm) y \$R_E\$ (cero Ohm), entonces \$f_{p-\beta }\$ ~ 15kHz. Pero si \$R_4\$ se reduce a 10 Ohmios y \$R_E\$ se fija en 1 Ohm, entonces \$f_{p-\beta }\$ ~ 150kHz.

El polo de baja frecuencia se ajusta mediante \$C_2\$ y \$R_{\text{Load}}\$ como sabes, a unos 3 Hz, pero eso no depende de los parámetros de los transistores en la topología CE. Echemos un vistazo a la respuesta cuando \$R_4\$ = 10 Ohmios y \$R_E\$ = 1 Ohm, sólo por diversión.

Así que.., \$A_o\$ de -90 (39dB), LFP~3Hz, \$f_{p-\beta }\$ ~150kHz. Para un crossover de bucle abierto de 10 kHz, se necesitarían 30 dB de ganancia. El OpAmp tendría que ser un integrador con un cero a 3Hz y 30dB: R1 de 31kOhm, C1 de 1.5uF. Un LF111 probablemente podría hacer eso. La sensibilidad de ganancia seguiría siendo un problema. Además, con anchos de banda más amplios, habría que tener en cuenta el polo de Miller, un cero en el semiplano derecho y los polos causados por la inductancia del paquete.

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Para hacer mejor que un 2N3055 que usted querría aumentar \$\beta\$ y \$f_T\$ e inferior \$r_b\$ . Parece que la mayoría de los fabricantes de BJT de potencia de alta frecuencia se han concentrado en los de baja frecuencia. \$C_c\$ (que no importa con el seguidor de emisor, pero ayudaría al CE con el polo de Miller) y mayor \$f_T\$ pero no muy diferente \$\beta\$ y \$r_b\$ . Así que.., \$f_{\text{p1}}\$ es difícil de cambiar.

Además, considere la posibilidad de sustituir el TO-3 por un TO-220 o TO-263. La TO-3 es grande y tiene un área de bucle mayor, y (otro recuerdo vago y borroso) contiene Kovar (que es ferroso). Por lo tanto, el TO-3 es más inductivo que el TO-220 y TO-263.

Answer 2

El 2N3055 es un transistor barato que puede disipar bastante potencia. Pero eso es todo lo que tiene a su favor. Puedes conseguir un ancho de banda mejor con otro transistor. Casi cualquier otro transistor será mejor que el 2N3055.

Estás conduciendo el transistor directamente con LF411. Esto apenas funcionará con una salida de 300 mA. Pero sería mejor añadir otro transistor conductor cuando se utiliza un dispositivo de baja ganancia como 2N3055.

Puedes solucionar ambos problemas cambiando a un transistor de paso MOSFET.

Answer 3

Estás utilizando una resistencia de base bastante alta para controlar el 2n3055. Puede estar afectando al ancho de banda y a la corriente de salida disponible.

Prueba a poner otro transistor delante para hacer un darlington con una resistencia menor entre la base y el emisor del 2n3055.

También necesitas protección contra cortocircuitos. Una resistencia sensora en el emisor del 2n3055 con un transistor que absorba el impulso de la base cuando la tensión de la resistencia sensora supere los 0,6 V.