El Op Amp con realimentación positiva (histéresis) que acciona el N-MOSFET oscila

Question

Tengo un circuito de control de voltaje Supercap que se basa en un On Semiconductor NCS333 Op Amp configurado con histéresis (usando realimentación positiva) que acciona dos N-MOSFETs - uno que realmente descarga el Supercap cuando el voltaje sobrepasa algún límite predefinido (~2.5V en mi caso) y otro para indicar que la descarga está activa ahora.

He utilizado DMN1019U MOSFET para descargar el Supercap, ya que puede tolerar hasta 10,7 A de corriente con un consumo muy bajo. \$\mathrm{V_{GS(th)}}\$ y \$\mathrm{R_{DS(on)}}\$ para que no se sobrecaliente a altas corrientes. La corriente a través del MOSFET está limitada por una resistencia de caja 2512, \$\mathrm{R_S}\$ por lo que la mayor parte del calor sería generado por la resistencia y no por el MOSFET.

Cuando estoy usando cualquier resistencia hasta ~1.8Ohm - el sistema funciona bien y correcto, pero si quiero aumentar la corriente de descarga colocando dos resistencias de 2.2Ohm en paralelo resultando en una resistencia total de 1.1Ohm (por ejemplo) - la salida del Op Amp empieza a oscilar y el MOSFET empieza a actuar como una resistencia variable y se calienta muy rápidamente a medida que su resistencia se hace más alta que \$\mathrm{R_S}\$ uno.

He tratado de utilizar circuito snubber para Op Amp, ayudó un poco, yo era capaz de reducir \$\mathrm{R_S}\$ a ~1.5Ohm pero si bajo más - la oscilación comienza de nuevo.

¿Hay alguna forma de estabilizar este circuito? Sé que DMN1019U tiene una capacitancia de puerta muy alta de 2588pF @ 10V, pero tengo que elegir un MOSFET con menor resistencia disponible y \$\mathrm{V_{GS(th)}}\$ por lo que la disipación de energía se estaría produciendo en \$\mathrm{R_S}\$ en lugar de MOSFET.

Answer 1

Después de leer tu pregunta y echar un vistazo rápido a las hojas de datos del NCS333SN, estoy seguro de que el problema es la fuerte carga capacitiva del amplificador por el DMN1019. Los dos detalles motivan mi creencia

1. La tabla de parámetros "Rendimiento dinámico" de la pág. 6 indica en cada entrada (aparte de la entrada de velocidad de giro SR) un valor \$C_L=100\mathrm{pF}\$ para la capacidad de carga. Esto sugiere que no es aconsejable aumentar demasiado más allá de ese límite la capacitancia de carga.
2. Cuando se echa un vistazo a la sección "Características típicas", observando la figura 1, p. 7, se observa que el buen margen de fase a \$f=f_T\$ del amplificador es un más que respetable \$\phi_M\simeq 60^\circ\$ pero de nuevo cuando la capacitancia de carga es \$C_L=100\mathrm{pF}\$ . Y si nos fijamos en la figura 13, p. 9, se ve que la pequeña señal de rebasamiento es más de \$60\%\$ cuando \$C_L=1000\mathrm{pF}\$ .

Dado que la capacitancia de puerta típica del DMN1019 es de \$C_\mathrm{G}>2500\mathrm{pF}\$ seguramente tendremos problemas si conectamos la salida del OpAmp directamente a ella: e incluso el uso de una resistencia de puerta en serie puede que no te saque de apuros, si esta resistencia es significativamente menor respecto, por ejemplo, a la carga estándar indicada para el test de slew rate, es decir. \$R_L=10\mathrm{k\Omega}\$ como ha podido comprobar con sus pruebas.

¿Qué puedes hacer?

1. Dado que se utiliza el MOSFET como medio para descargar un supercap cuando el voltaje a través de él comienza a subir por encima del valor seguro de \$2.5\mathrm{V}\$ nivel, no es necesario ser especialmente rápido para encenderlo. Por lo tanto, podría intentar poner un \$10\mathrm{k\Omega}\$ resistencia de puerta y ver si el amplificador permanece estable.
2. Si, a pesar de todo, desea obtener una respuesta rápida, intente encontrar un valor óptimo para la resistencia de puerta. \$R_\mathrm{G}\$ partiendo de \$R_\mathrm{G}=1000\Omega\$ y subiendo hasta que el circuito sea estable para todas las cargas de resistencia deseadas.

Nota final

Siguiendo el comentario de mkeith más arriba, creo que es muy buena idea encontrar un comparador de bajo voltaje y usarlo en lugar del NCS333: a pesar de que la topología de sus circuitos puede ser (también muy) similar, los OpAmps y los comparadores no pueden usarse indistintamente sin ningún cuidado. Por poner algunos ejemplos, dispositivos como el TLV3691 o el NCS2200 podrían ser una buena elección.

Answer 2

El NCS333 no puede funcionar bien como comparador a 2,5 V con una oscilación insuficiente para obtener la RdsOn nominal. Por lo tanto, a alta RdsOn, y cargas bajas de la histéresis se reduce hasta el punto de que casi no tiene.

Pon un variador de nivel o inversor para obtener una oscilación completa en la salida e intercambia las entradas o prueba con más histéresis.

Al menos deberías prestar más atención a las especificaciones de oscilación de salida en el Op Amp y Vgs vs RdsOn y utilizar un mejor comparador en lugar de un Op Amp de precisión.

editar:

Esto es lo que me preocupaba sobre el voltaje de accionamiento de puerta utilizando este Op Amp como un comparador de bajo voltaje. p7 https://www.onsemi.com/pub/Collateral/NCS333-D.PDF

La adición de una resistencia de puerta grande ayudará a desacoplar los efectos de reactancia con retroalimentación positiva que se han reducido por el swing de salida. La tabla implica un carril a carril CMOS swing de salida con 50mV carril offset, mientras que las curvas implican el swing de salida está lejos de carril a carril sin embargo Vdd, Vss implica que es todavía CMOS.

Después de empezar a verlo durante un rato, ahora veo el error de mi interpretación. Donde el gráfico dice Vs=5.5 que significa suministro, ellos están usando suministros bipolares aquí, pero sólo lo definen como Vdd-Vss=Vs, así que los gráficos todos comienzan con una oscilación del 50%.

Conclusión

Mi análisis corregido indica que tienes un exceso de ganancia en la frecuencia de resonancia debido a los efectos de 3er orden que reducen el margen de fase y la histéresis de CA con la carga R de carga y C de supercapa acercándose al polo de bucle abierto del Op Amp. que puede corregirse mediante una compensación adecuada.

Hay efectos de 3er orden con capacitancias RC en 3 partes (IC, FET-Ciss, Supercap) cada una añade un polo y reduciendo la carga R empuja el polo hacia arriba cerca del punto de ruptura de bucle abierto del IC.

Efectos no lineales del IC: La histéresis da como resultado una ganancia cero, sin embargo, el bucle abierto del IC tiene una ganancia de 130dB typ con un punto de ruptura muy por debajo de 10Hz. Con 10F y 1,1 Ohmios, es un poco más alto.

Recomendaciones

Para mejorar la estabilidad, puedes añadir compensación RC de fase o cambiar a un comparador bipolar o desacoplar la puerta Ciss con una resistencia en serie grande para bajar la ganancia a la frecuencia de resonancia con Ciss usando digamos 10k ohm.

Answer 3

Una suposición: hay una vía de retroalimentación que debería estar bloqueada. Sustituye R8 por dos resistencias de 2,2 kOhm en serie y conecta un condensador, digamos 10uF entre la unión y la GND. También una tapa simplemente colocada sobre el IC de referencia puede funcionar.

Otra suposición: tu circuito está construido sobre una protoboard y está lleno de piezas parásitas no deseadas.