¿Cómo selecciono los componentes que acompañan a un optoacoplador?

Question

Estoy utilizando un optoacoplador ( MOC3021 ) para detectar el estado de encendido/apagado de un aparato eléctrico utilizando un microcontrolador ATmega16L. ¿Cómo puedo hacerlo? Mi red eléctrica es de 230V, 50Hz. ¿Cómo puedo diseñar el circuito circundante y seleccionar los valores de los componentes, como las resistencias?

EDITADO el 13 Junio 2012 Nota: Es la primera vez que resuelvo un circuito como este. Por favor, envíe cualquier comentario útil. (incluyendo cosas que hice mal o cualquier mejora)

En referencia al esquema anterior. La idea es utilizar este circuito para determinar si la carga está encendida o apagada. El salida pin del optoacoplador se conecta a una interrupción externa del Microcontrolador que estoy usando que es ATmega16L. La interrupción Monitor el estado de la carga. Después de la monitorización puedo conmutar el estado de la carga mediante un relé (el relé actúa como un Controlar ) que se conecta al mismo microcontrolador.

Ahora, he intentado calcular los valores de resistencia para R1, R2 y Rc. Nota, el microcontrolador VIL(máx) \= 0,2xVcc = 660mV y VIH(min) \= 0,6xVcc = 1,98V y VIH(máx) \= Vcc+0,5 = 3,8V.

Calcular Rc es bastante fácil. Cuando el transistor no está conduciendo el salida es alto (a 3,3V). Cuando el transistor conduce el salida por lo que, desde el punto de vista del microcontrolador, la salida alta significa que la carga está apagada y la salida baja significa que la carga está encendida.

Mirando la hoja de datos del SFH621A-3, usando un CTR mínimo del 34% a IF = 1mA. Por lo tanto, a 1mA de entrada, la salida será de 340uA. Así que para que el microcontrolador detecte bajo voltaje de la salida del optoacoplador ¿puedo utilizar un valor de resistencia de 1Kohm? Para que el salida del optoacoplador tendrá una tensión de 340mV (que está por debajo de VIL(máx) )

Más sobre esto más tarde, ha sido un día largo.

EDITADO el 15 Junio 2012

Nota: Solución para resistencias en la línea de alimentación (R1 y R2). Por favor, compruebe mis cálculos y cualquier retroalimentación apropiada.

Objetivo el objetivo es mantener los LEDs *ON** durante el máximo periodo de tiempo en un periodo medio de 10mS (20mS periodo completo de 50Hz). Digamos que los LEDs tienen que estar encendidos durante el 90% del tiempo, eso significa que los LEDs requieren al menos 1mA de corriente durante el 90% del tiempo para ese medio período, lo que significa que los LEDs estarán activos durante 9mS en un medio período de 10mS. Entonces, 9mS/10mS = 0.9 * 180( medio período ) = 162 grados. Esto muestra que la corriente será de 1mA entre 9deg y 171deg ( y menos de 1mA de 0deg a 9deg y de 171deg a 180deg ). No consideré que el tiempo ON fuera del 95%, ya que trabajar con números enteros es ordenado y el 5% no supone ninguna diferencia, no al menos en esta aplicación.

Vpico-pico = 230V x sqrt(2) = 325V. Teniendo en cuenta las tolerancias. Tolerancia mínima del 6%. 325 x 0.94 ( 100-6 ) x sen(9) = 47,8V

Entonces, R1 (47.8V - 1.65V) / 1mA = 46.1 Kohms Eligiendo un valor uno menor que 46,1 Kohms de 39 Kohms (serie e12). Ahora que se elige una resistencia de menor valor comparado con lo calculado, significa que la corriente a través de los diodos será mayor que 1mA.

Calculando la nueva corriente: ((325V x 110%) - 1,25V)/39 Kohms = 9,1mA (demasiado cerca del máximo Si de los diodos). Volviendo a esto en un momento [Etiqueta - 1x]

Primero calcula la potencia nominal de la resistencia (considerando 39 Kohm) ((230 + 10%)^2) / 39K = 1,64 vatios (demasiado alto).

Volver al cálculo [Etiqueta - 1x] Elijamos dos resistencias de 22 Kohm. Juntos suman hasta 44 Kohm que es bastante cerca de 46,1 Kohm (calculado anteriormente)

comprobando la potencia nominal de las dos resistencias combinadas: ((230 + 10%)^2) / (2 x 22) Kohm = 1,45W. elegir 22 resistencias Kohm cada una con 1W de potencia nominal.

Ahora, después de todo esto el CTR inicial era del 34%, lo que significa que 1mA de entrada serán 340µA de salida . Pero ahora, debido a 2x22 Kohm resistencias de la corriente será un poco más en la salida. Eso significa un mayor potencial a través de la resistencia de pull up Rc. ¿Habría algún problema para conseguir una caída de voltios por debajo de 500mV en la salida del optoacoplador?

Answer 1

El MOC3021 es un optoacoplador con salida triac. Se utiliza para accionar un triac de potencia normalmente para conmutar aparatos que funcionan con la red eléctrica. Los triacs sólo se pueden utilizar en circuitos de CA.

Necesitas un optoacoplador con salida de transistor, preferiblemente uno con dos LED en antiparalelo a la entrada. La dirección SFH620A es una parte así.

Los dos LED en antiparalelo garantizan que el transistor se active en ambos semiciclos de la red. Muchos optoacopladores sólo tienen 1 LED, eso funcionaría, pero te daría un pulso de salida de 10ms en un periodo de 20ms para 50Hz. Necesitarías colocar un diodo en antiparalelo a la entrada también en ese caso, para proteger el LED de la sobretensión cuando se polariza inversamente.

Importante es CTR o relación de transferencia de corriente, que indica cuánta corriente de salida absorberá el transistor para una corriente dada del LED. CTR no suele ser muy alto, pero para el SFH620A podemos elegir un valor de 100% mínimo, sólo que eso es a 10mA de entrada, a 1mA es sólo 34% mínimo, por lo que 1mA de entrada significa al menos 340 \$\mu\$ A cabo.

Supongamos que la salida va a un microcontrolador de 5V y que usted utilizaría el 2k \$\Omega\$ que se muestra en el diagrama. Si el transistor está apagado no consumirá corriente, excepto una pequeña corriente de fuga, 100nA como máximo, según la hoja de datos. Esto provocará una caída de tensión de 200 \$\mu\$ V a través de la resistencia, lo que es más que seguro.

Si el transistor está encendido y consume 340 \$\mu\$ A entonces la caída de tensión a través de la resistencia es de sólo 680mV, y eso es demasiado bajo para obtener un nivel bajo. Tendremos que aumentar el valor de la resistencia o la corriente. Dado que teníamos mucho margen en la corriente de fuga podemos aumentar con seguridad el valor de la resistencia a 15k \$\Omega\$ por ejemplo. Entonces 340 \$\mu\$ A dará una tensión de salida suficientemente baja. (Teóricamente 5,1V de caída de tensión, pero sólo hay 5V disponibles, por lo que irá a tierra). La caída de tensión debida a la corriente de fuga sigue estando dentro de los límites, a 1,5mV.

Si queremos tener un CTR de al menos el 34% a 1mA tenemos que usar el SFH620A-3.

Si esto se controlara desde una fuente de CC casi habríamos terminado. Sólo tienes que añadir R1 en serie con los LEDs, R2 probablemente no será necesario. Entonces R1 \$\leq\$ ( \$V_{IN}\$ - \$V_{LED}\$ ) / 1mA.

Pero tenemos que tratar con una señal de entrada de 230 V CA. En los pasos por cero no habrá corriente, poco podemos hacer al respecto. ¿Cómo podemos conseguir al menos 1mA durante la mayor parte del ciclo sin desperdiciar demasiada energía? Se trata de un compromiso. Puedes tener el 1mA sólo para el voltaje máximo, y eso te dará sólo un pequeño pulso, pero desperdiciarás la menor cantidad de energía. O puedes tener 1mA durante la mayor parte del ciclo, pero entonces tendrás más corriente cuando el voltaje sea más alto. Digamos que queremos al menos un pulso de 9ms en un semiperiodo de 10ms (50Hz). Eso significa que la corriente tiene que ser de 1mA en una fase de 9° hasta 171°. 230V AC es 325V pico, pero tenemos que tener en cuenta una tolerancia de -6%, así que son 306V mínimo. 306V \$\times\$ sen(9°) = 48V. R1 \$\leq\$ (48V - 1,65V) / 1mA = 46,2k \$\Omega\$ . (Los 1,65V son el voltaje máximo del LED.) El valor E24 más cercano es 43k \$\Omega\$ . Entonces tenemos más de 1mA en una fase de 9°, pero que en el máximo de la tensión. Para eso tenemos que trabajar con la tolerancia positiva, max. 10%. Entonces la tensión máxima es de 230V \$\times\$ \$\sqrt{2}\$ \$\times\$ 110% = 358V. La corriente máxima es entonces (358V - 1.25V) / 43k \$\Omega\$ = 8,3 mA. (Los 1,25V son la tensión nominal del LED). Eso está muy por debajo del límite del optoacoplador.

No podremos hacerlo con una sola resistencia. Es probable que no pueda soportar la alta tensión, y puede tener problemas de disipación de energía también, vamos a llegar a eso en un minuto. El pico de voltaje a través de la resistencia es de 357V. El MFR-25 tiene una tensión nominal máxima de 250 V, por lo que necesitaremos al menos 2 de ellas en serie. ¿Y la potencia? 230V+10% en 43k \$\Omega\$ es de 1,49 W. El MFR-25 sólo tiene una potencia nominal de 1/4 W, por lo que dos de ellos no son suficientes. Ahora puedes elegir tener más de ellas en serie, pero tendrían que ser al menos 6, o elegir una resistencia de mayor potencia. La MFR1WS (misma hoja de datos) tiene una potencia nominal de 1W, así que 2 en serie serán suficientes. Recuerda que tendremos que dividir el valor de la resistencia por 2: 21.5k \$\Omega\$ que no es un valor E24. Podemos elegir el valor E24 más cercano y comprobar nuestros cálculos, o elegir un E96. Hagamos esto último.

Eso es todo, amigos. :-)

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He sugerido en el comentario que hay que tener en cuenta muchas más cosas, esta respuesta bien podría ser 3 veces más larga. Está, por ejemplo, la corriente de fuga de entrada del pin de E/S del AVR, que puede ser diez veces mayor que la del transistor. (No te preocupes, lo he comprobado y estamos seguros).

¿Por qué no elegí un optoacoplador con Darlington ¿Salida? Tienen un CTR mucho mayor.
La razón principal es la tensión de saturación del Darlington, que es mucho mayor que la de un BJT común. En este optoacoplador por ejemplo, puede llegar a 1V. Para el ATmega16L que estás usando el voltaje máximo de entrada para un nivel bajo es 0.2 \$\times\$ \$V_{DD}\$ o 0,66 V con una alimentación de 3,3 V. El 1V es demasiado alto. Esa es la razón principal.
Otra razón podría ser que en realidad no sirva de nada. Nosotros do tienen suficiente corriente de salida, es sólo que la corriente de entrada de 1mA es tan alta que necesitamos resistencias de potencia para ellos. Los Darlington no solucionan necesariamente esto si también están especificados sólo a 1mA. Con un CTR del 600% tendríamos una corriente de colector de 6mA, pero no lo necesitamos. ¿No podemos hacer nada con la entrada de 1mA? Probablemente. Para el optoacoplador que mencioné las características eléctricas sólo hablan de 1mA. Hay un gráfico en la hoja de datos, fig.5: CTR versus forward current, que muestra un CTR de más del 300% a 0.1mA. Hay que tener cuidado con estos gráficos. Mientras que las tablas suelen dar valores mínimos y/o máximos, los gráficos suelen dar valores típicos. Puede que tengas un 300%, pero puede que sea más bajo. ¿Cuánto más bajo? No lo dice. Si construyes un solo producto puedes probarlo, pero no puedes hacerlo para cada optoacoplador si quieres tener una producción de 10k/año.
Podría funcionar. Digamos que usas 100 \$\mu\$ A, y con un valor de CTR relativamente seguro del 100% tendría un 100 \$\mu\$ A cabo. Tendrías que volver a hacer los cálculos, pero tu mayor ventaja será que las resistencias de entrada sólo disiparán 150mW, en lugar de 1,5W. Merece la pena.

Answer 2

En mi otra respuesta expliqué por qué no utilicé un optoacoplador Darlington: la razón principal es la tensión de saturación del Darlington, que es mucho mayor que la de un BJT común, puede llegar a 1 V. Para el ATmega16L que estás utilizando, la tensión de entrada máxima para un nivel bajo es de 0,2 × VDD, o 0,66 V a una alimentación de 3,3 V. 1 V es demasiado alto.

Pero no es algo que no se pueda arreglar, sólo hacen falta un par de componentes adicionales. Al mismo tiempo vamos a hacer algo acerca de la corriente de entrada de 1 mA también.

Para empezar con la corriente de entrada, tuvimos que usar 1 mA porque la hoja de datos no mencionaba nada más bajo, y luego puedes probar cosas, pero estás por tu cuenta, no hay garantías. La hoja de datos para el FOD816 tiene un gráfico interesante.

Esa es. Este da CTR para corrientes de entrada tan bajas como 100 µA, y es incluso alto: 350 % (recuerda que es un Darlington). Pero hay que tener cuidado con estos gráficos. Mientras que las tablas suelen dar valores mínimos o máximos, este tipo de gráficos dan valores típicos, a menos que se indique lo contrario. ¿Cuál es el mínimo? No lo sabemos, pero el 100 % es seguro. Vamos a por más seguridad aún y supongamos un CTR del 50 %. Así que para 100 µA de entrada obtendríamos 50 µA de salida. Veamos si es suficiente.

Esta es la etapa de salida modificada. El transistor de U1 es el foto-Darlington, que suministra los 50 µA cuando está encendido. Vamos a elegir 10 µA para R4, por lo que su valor será 0,6 V/10 µA = 60 kΩ. Volveré sobre la función de R4 más adelante.

Entonces nos quedan 40 µA para la corriente de base de T1. Si elegimos un BC857A para eso tenemos un \$H_{FE}\$ de 125 mínimo, por lo que nuestra corriente de colector es de 5 mA mínimo. Un R5 de mínimo 660 Ω es suficiente para que la salida sea baja. Dado que estamos conduciendo una entrada de microcontrolador de alta impedancia no necesitamos los 5 mA, y bien podríamos elegir 15 kΩ, por lo que eso limita la corriente a 220 µA. La fuga de entrada de 1 µA del puerto del controlador sólo causará una caída de 15 mV, así que está bien.

¿Cuál es la función de R3? Normalmente se utiliza para limitar la corriente de base, pero ¿no lo hace ya el Darlington? Sí, pero el valor puede ser muy alto. En mi otra respuesta calculé que el pico de corriente del LED podía llegar hasta 8,3 mA, que se convertirán en 830 µA en nuestra versión de bajo consumo. Calculamos con un valor de CTR seguro del 50 %, pero normalmente será del 350 %, y como máximo puede que incluso más. 830 µA \$\times\$ 350 = 290 mA, que es demasiado para ese pobre BC857A. Así que lo limitaremos a 100 µA eligiendo un valor de 15 kΩ para R3.

R4 todavía necesita alguna explicación. Supongamos que la omitimos. Entonces toda la corriente del Darlington va a T1. Cuando está apagado la corriente de fuga del FOD816 (llamada "corriente oscura" en la hoja de datos) puede ser tan alta como 1 µA. T1 amplificará eso a 250 µA máximo en el peor de los casos, lo que es suficiente para dejar caer 3,3 V a través de R5. Así que la salida puede estar permanentemente baja.
Elegimos un valor de 60 kΩ para R4. Entonces, siempre y cuando la caída de tensión a través de él es inferior a 0,6 V toda la corriente del Darlington irá a través de R4, y ninguno a través de T1, porque no se alcanza la tensión mínima base-emisor. Eso fue a 10 µA. Así que la corriente oscura de 1 µA sólo causará una caída de 60 mV, y ninguna corriente de base.

Ya tenemos valores para todos nuestros componentes, sólo falta aumentar las resistencias de entrada a 220 kΩ cada una. Para ello puedes utilizar resistencias de 1/4 W.

Answer 3

Para calcular los parámetros del circuito, empieza por lo que necesitas en la salida y ve hacia atrás. 10 kΩ es un buen valor para el pullup en la salida. A menos que tenga requisitos inusuales, como la operación de la batería donde la baja potencia es importante, 10 kΩ es un buen compromiso entre lo suficientemente bajo como para tirar de la línea sólidamente alta contra fugas y ruido razonable, pero no tan bajo como para requerir demasiada corriente.

Cuando el transistor de salida en el opto se enciende, pondrá como máximo 3,3 V a través de Rc. 3,3 V / 10 kΩ = 330 µA, que es la corriente mínima que debe poder absorber el transistor. Quieres algo extra para que la línea se mantenga sólidamente baja cuando se supone que debe estar baja. Yo diría que como mínimo debe ser capaz de absorber 500 µA, pero yo usaría 1 mA a menos que tengas una razón particular para reducirla.

Ahora que sabemos que la salida tiene que absorber 1 mA, miramos en la hoja de datos del optoacoplador para ver cómo tenemos que manejarlo para obtener esa salida de 1 mA. Estás utilizando la variante "-3" de esta pieza, que según la primera página de la hoja de datos tiene una relación de transferencia de corriente mínima garantizada del 100%. Eso significa que el transistor puede absorber al menos tanta corriente como la que usted hace pasar por uno de los LEDs. Sin embargo, fíjate en el pequeño "±10 mA" encima de las especificaciones CTR. Lo que realmente dice es que si haces pasar 10 mA por los LED, el transistor podrá absorber al menos 10 mA. En realidad no promete nada con ninguna otra corriente de entrada.

Si sigue leyendo la hoja de datos, encontrará información adicional en la parte superior de la página 3. Aquí muestran el CTR para una entrada de 1 mA. Tenga en cuenta que ahora sólo se garantiza que sea del 34%. Eso significa que para obtener la capacidad de salida de 1 mA, usted tiene que conducir los LEDs con 1 mA / 34% = 2,9 mA, por lo que vamos a apuntar a 3 mA mínimo absoluto.

Dices que la tensión que hay que detectar es de 230 V CA. Como es sinusoidal, tendrá picos de 325 V. La señal de salida del opto va a un micro, así que no hay necesidad de que sea una señal constante cuando la alimentación está conectada. De hecho, es una buena idea que el micro sea capaz de soportar interrupciones momentáneas y fallos. Yo probablemente mantendría un contador que se decrementa cada ms cuando la señal está apagada y se reinicia a algo como 50 cuando está encendida. Eso significa que usted tiene que ver ninguna señal de 50 ms para declarar que el poder está apagado. Todo lo que se necesita es un pequeño parpadeo en el pico del ciclo de línea y este sistema funcionará bien. Tenga en cuenta que los picos del ciclo de línea se producen cada 10 ms con una potencia de 50 Hz.

Así que vamos a ver dónde estamos. Queremos tener al menos 3 mA de flujo a través de los LEDs cuando la tensión de alimentación es de 325 V. Los LEDs caerán hasta 1,65 V (parte superior de la tabla inferior de la página 2), y esto debería seguir funcionando con el voltaje de línea de alimentación más bajo razonable. Apuntemos a ser capaces de detectar un mínimo de 200 VAC, que es 283 V pico, y 281 V después de la caída del LED. 281 V / 3 mA = 94 kΩ. En teoría, eso es todo lo que se necesita en serie con los LEDs para disparar la salida al menos un poco una vez por pico de potencia.

En la práctica, conviene añadir un poco de margen. Lo que quieres es que la salida se active durante una fracción finita razonable de cada semiciclo, no sólo garantizar que se active durante un pequeño parpadeo. Teniendo en cuenta todo esto, yo reduciría aproximadamente a la mitad la resistencia a 47 kΩ. Eso encenderá sólidamente la salida para todas las condiciones razonables con un margen significativo.

Puede que pienses que eso es todo lo que tienes que hacer, pero espera, hay más. Piensa en lo que ocurrirá con una tensión de línea alta, como 240 V. Los picos son de 340 V, lo que provocaría 7,2 mA a través de los LED. Tienes que comprobar la corriente máxima permitida para los LED, que es de 60 mA, así que no pasa nada. Sin embargo, considere la disipación de potencia en la resistencia. Si decimos que la tensión de línea en el peor de los casos es de 240 V, entonces la potencia que entra en la resistencia (ignorando la caída de tensión de los LED) es (240 V) 2 / 47 kΩ = 1,23 W. Eso debería ser al menos una resistencia de "2 W" entonces, y se calentará notablemente.

Otra cuestión es que hay que tener en cuenta la tensión nominal de la resistencia. Tiene que ser capaz de soportar los picos de 340 V, por lo que en general se necesita una resistencia de 47 kΩ para 2 W y 400 V. Se pueden encontrar, pero podría ser más sencillo utilizar varias resistencias en serie. Eso reparte el pico de tensión y la potencia disipada entre las resistencias en serie. Cuatro resistencias de 12 kΩ harían esto y sólo disiparían 300 mW y verían 85 V cada una. Eso será más fácil de encontrar y más barato que una sola resistencia a menos que este es un producto de volumen donde se pueden comprar cosas en grandes cantidades. Así que la respuesta a la pregunta es poner cuatro resistencias de 12 kΩ 1/2 vatio en serie con los LEDs.

Ten en cuenta que no es necesario dividirlos a cada lado del opto como muestras R1 y R2. Sólo tiene que haber una única resistencia en serie con los LEDs en alguna parte. Dado que esta resistencia pasa a estar formado por cuatro resistencias individuales en este caso, puede dividirlos en cualquier forma que desee hacer las cosas funcionan mejor mecánicamente en el lado de alta tensión del circuito. Preferiblemente serían de extremo a extremo para maximizar la ruta de creapage para el alto voltaje y para repartir el calor.

Sin embargo, no me gusta mucho este optoacoplador para esta aplicación, ya que tiene una relación de transferencia de corriente tan baja, que nos obliga a proporcionar mucha corriente al LED, lo que hace que se consuma mucha potencia en la resistencia. Para este tipo de aplicación donde una alta relación de transferencia de corriente es útil y la velocidad no importa mucho, me gusta el barato y disponible FOD817. Las versiones D de esta pieza tienen un CTR garantizado de 3x a 5 mA. No dicen exactamente lo que se obtiene un 1 mA, pero es una apuesta bastante segura la salida puede hundirse al menos 1 mA con 1 mA en.

El FOD817 tiene un solo LED, pero es fácil de manejar (El FOD814 tiene LEDs espalda con espalda, pero está menos disponible y no viene en algunas de las variantes de mayor ganancia). Usando el esquema de 50 ms descrito anteriormente, no hay problema si obtienes un pulso una vez por ciclo de línea, que es cada 20 ms. Ponga un diodo en serie con el LED, además de las resistencias, y una resistencia de alto valor a través del LED para asegurarse de que no ve alta tensión inversa debido a un poco de fuga de diodo. 100 kΩ está bien, y es lo suficientemente alta como para que su corriente sea irrelevante para nuestros otros cálculos. Otra ventaja de esto es que no sólo se obtiene una menor disipación de energía debido a requerir menos corriente LED, pero se obtiene otro factor de reducción de dos en el poder debido a que el LED sólo es impulsado en una dirección. Una resistencia en serie total de 100 kΩ más o menos todavía le dará un montón de margen de corriente en los picos de la línea de alimentación, pero disipará menos de 300 mW total debido a la corriente más baja y estar encendido sólo la mitad del tiempo.

Esta es mi respuesta final:

Answer 4

Si buscas un CTR muy alto para este tipo de aplicaciones, fíjate en el Liteon serie LTV-8xxx . 600% mín. a 1mA IF.