Pico de potencia de conmutación en MOSFET tal como se ve en LTSpice, y reducción usando snubber o resistencia de puerta

Question

Estoy explorando un diseño tentativo para limitar la corriente de carga de un capacitor de enlace de bus VFD desde la red eléctrica. Los limitadores de corriente analógicos simples que utilizan resistencias y transistores son ineficientes y problemáticos cuando se trata de la corriente de carga pico de un rectificador de onda completa, como descubrí al responder a una pregunta similar recientemente. Por lo tanto, creo que esto requerirá un diseño de regulador de conmutación utilizando PWM y un inductor. Simulé un circuito usando LTSpice que parece prometedor, pero veo picos de potencia muy altos cuando se enciende y apaga el MOSFET.

Esto es de esperar, ya que el dispositivo pasará de una condición con hasta 350 V cuando está APAGADO, a una corriente pico de hasta 20 A en el inductor, por lo que durante el conmutación puede haber simultáneamente hasta 7000 W. LTSpice muestra picos de varios miles de vatios, pero la duración está en el orden de 100 ns.

Pude reducir algo la amplitud de estos transitorios utilizando un amortiguador RC en el dispositivo, y con una resistencia de compuerta que reduce la velocidad de conmutación, pero ambos métodos disipan potencia. También encontré mucha variación entre varios modelos de NMOS. Cuando calculo la potencia promedio durante una mitad de onda a 60 Hz, es aproximadamente de 5 W, lo cual es aceptable. Pero me preocupa los problemas de confiabilidad debido a los altos transitorios de conmutación. He diseñado y construido circuitos de conmutación similares, y han funcionado bien, pero me gustaría alguna confirmación de que estos transitorios podrían ser ignorados.

Aquí está el circuito tal como está. Una implementación práctica requeriría una serie de refinamientos, pero esto es para demostrar el principio general.

Descubrí que el diodo conmutador D2 estaba exhibiendo varios cientos de A de conducción inversa, lo que causaba gran parte de los picos de potencia excesivos notados. Lo reemplacé con tres dispositivos Schottky de 150 V y la operación del circuito ahora parece razonable. Aquí está la nueva simulación:

Answer 1

pero me gustaría que se confirmara que estos transitorios podrían ser ignorados.

Absolutamente no.

No pueden ser ignorados pero, puedes verificar fácilmente si el dispositivo que has elegido es adecuado. Abre la hoja de datos del dispositivo (R6020PNJ) y navega hasta el gráfico de área de funcionamiento seguro: -

Las partes en rojo son mías y te indican que la potencia instantánea máxima que puede manejar el dispositivo es de 6 kW siempre y cuando no dure más de 100 μs.

durante el cambio puede haber simultáneamente hasta 7000 vatios

Encuentra un dispositivo más potente.

Es tentador pensar que para tu duración de pulso (100 ns en lugar de 100 μs) puedes simplemente extender el gráfico de SOA en etapas pero no funciona así. En mi experiencia, los dispositivos que tienen el límite de tiempo mínimo especificado como 100 μs suelen ser débiles para la mayoría de las tareas. La mayoría de los buenos MOSFET tendrán la duración de 10 μs trazada y, la potencia pico será significativamente mayor que a 100 μs de duración (probablemente al menos 3 veces mayor y a veces hasta 10 veces mayor) como este dispositivo de SiC de ON semi: -

Answer 2

Sí, esta es una buena forma de hacerlo, dadas todas las precauciones habituales del diseño de electrónica de potencia, incluyendo tener en cuenta la inductancia parásita del bucle de conmutación, la disipación de potencia pico y promedio, la gestión térmica, el control de corriente y otras características de protección como sobretensiones de red o fallos de salida.

Por ejemplo, yo mismo he diseñado y construido algunos limitadores, aunque para un nivel de potencia más bajo -- 30V 20A:

Estos utilizan dos transistores en anti-serie, con un control de modo de corriente histérico, para implementar limitación de corriente bidireccional. La conmutación se realiza alrededor de 200kHz y se limita a una duración de fallo de 150ms, o hasta que los diodos de protección se calientan en exceso. Una conexión de retorno a tierra opcional puede utilizarse para ahorrar disipación de potencia, permitiendo más ciclos de fallo antes de que se alcance el límite térmico. Finalmente, el diseño del circuito discreto optimizado consume una corriente mínima de alimentación, brindando una vida útil de algunos meses de operación continua con una batería de 9V (PP3). (En realidad, esto es bastante poco impresionante en general, pero no vi ningún circuito integrado disponible para implementar esta función, así que tuve que construirlo yo mismo(!). Hacerlo con circuitos integrados comunes (lógica, comparadores, controladores de puertas) reduciría significativamente la vida útil de la batería. ¡Qué ironía!)

Un enfoque similar podría aplicarse a voltajes y corrientes comerciales/industriales como en su aplicación, con los cambios de diseño adecuados -- probablemente el circuito discreto no sería tan práctico, y una fuente auxiliar estaría disponible para alimentar los controles. Por supuesto, se requerirían transistores más grandes, especialmente con el requisito de sobretensiones de red en este lugar -- probablemente algo como MOSFETs SiC de 1200V, con un Varistor en la entrada, sería suficiente. Y con protección térmica y un camino de retorno a tierra libre (sin necesidad de diodos de protección, como en mi caso en línea), un diseño compacto debería ser bastante razonable.

Por cierto, observe que el inductor puede ser bastante malo. La pérdida por núcleo es esencialmente irrelevante; incluso si tiene un factor de calidad (Q) de 5 (típico para hierro en polvo #26 alrededor de 100kHz), solo está activo durante unos cientos de ms y, de los varios ~kW (CC) suministrados, disipa, bueno, aproximadamente la quinta parte de eso, pero eso es solo unos pocos julios de energía, de una gran cantidad de hierro/cobre/ferrita - apenas se calentará.

La principal razón por la que no se ven este tipo de cosas, por cierto, es simplemente el costo añadido. Se necesita un transistor GRANDE para manejar tanta potencia (en estado estable), además de la precarga, además de la sobretensión. Una resistencia NTC y un relé de derivación opcional son mucho mejores en términos de valor.