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Twin-T Activa De Filtro De Muesca De Análisis

Podría alguien darme una pista en el análisis de la Doble-T Activa de Filtro de Muesca? He intentado un delta-estrella de transformación, seguido por el análisis nodal, pero que terminó con el conflicto de ecuaciones. Para obtener un ejemplo, vea la Figura 1 de la Texas Instruments de la nota de aplicación "de Un circuito de audio de la colección, parte 2":

enter image description here

En el ejemplo más general estoy estudiando, me quite C4/C5 y R6/R7 (y que Vcc) y el tratamiento de la T de componentes pasivos como coincidentes de las conductancias de la siguiente manera:

R1 y R2 convertido Y1, R3 se convierte en 2Y1, C1 y C2 convertido Y2, C3 se convierte en 2Y2, R4 y R5 genérico divisor de voltaje con resistencias R1 y R2

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Ingmar Puntos 232

El Delta-Estrella de transformación puede ser usado para analizar la Doble T de la red utilizando el siguiente procedimiento:

  1. Los dos T de redes se puede convertir en doble Delta redes en paralelo: enter image description here
  2. Condensar estos dos Delta de redes en una sola Delta red
  3. Convertir el resultado Delta red de nuevo en un T de la red.

  4. Para ver la muesca comportamiento de la pasiva doble T, asumir el nodo 2 está ligado a la tierra, y el tratamiento de la Delta de la red que tiene en el paso 3 como un divisor de voltaje.

    Usted encontrará una función de transferencia de $$H(s) =\frac{s^2 + {\omega_0}^2}{s^2 + 4s\omega_0 + {\omega_0}^2}$$.

  5. Para ver el efecto de "bootstrapping", asume que el nodo 2 se mantiene a una tensión α*Vsal, donde α es algún factor de escala entre 0 y 1. El T-red todavía actúa como un divisor de voltaje, dividiendo entre Vin y α*Vsal. Para encontrar el comportamiento del sistema, tenemos que resolver la ecuación $$v_\textrm{out} = \alpha \cdot v_\textrm{out} + H(s) ( v_\textrm{in} - \alpha\cdot v_\textrm{out} )$$, where $H(s)=Z_2/(Z_1 + Z_2)$ is the transfer function without feedback. Doing this, we find a new transfer function: $$G(s) = \frac{1}{(1-\alpha)\frac{1}{H(s)} + \alpha}$$. Note that for $\alfa=0$ (no feedback), we have $G(s)=H(s)$, as expected. For $\alpha=1$, el sistema se vuelve inestable. Punteo de esta función para los valores de alfa entre 0 y 1, nos encontramos con un enorme aumento en el Q de la muesca.

El resultado de la función de transferencia es: $$G(s) =\frac{s^2 + {\omega_0}^2}{s^2 + 4s\omega_0(\alpha - 1) + {\omega_0}^2}$$.

Here's what the frequency response looks like, as the feedback gain $\alfa$ es cambiado:

Frequency response of an ideal twin T notch El álgebra de los diversos transforma es un poco tedioso. He utilizado Mathematica para hacerlo:

(* Define the delta-star and star-delta transforms *)

deltaToStar[{z1_,z2_,z3_}]:={z2 z3, z1 z3, z1 z2}/(z1+z2+z3)
starToDelta[z_]:=1/deltaToStar[1/z]

(* Check the definition *)
deltaToStar[{Ra,Rb,Rc}]

(* Make sure these transforms are inverses of each other *)
starToDelta[deltaToStar[{z1,z2,z3}]]=={z1,z2,z3}//FullSimplify
deltaToStar[starToDelta[{z1,z2,z3}]]=={z1,z2,z3}//FullSimplify

(* Define impedance of a resistor and a capacitor *)
res[R_]:=R
cap[C_]:=1/(s C)

(* Convert the twin T's to twin Delta's *) 
starToDelta[{res[R], cap[2C], res[R]}]//FullSimplify
starToDelta[{cap[C], res[R/2], cap[C]}]//FullSimplify

(* Combine in parallel *)
1/(1/% + 1/%%)//FullSimplify

(* Convert back to a T network *)
deltaToStar[%]//FullSimplify

starToVoltageDivider[z_]:=z[[2]]/(z[[1]]+z[[2]])
starToVoltageDivider[%%]//FullSimplify

% /. {s-> I ω, R ->  1/(ω0 C)} // FullSimplify

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brandall Puntos 1

Aquí es una manera de ir sobre ella - el filtro de muesca con la retroalimentación es un poco más complicado, por lo que por el momento sólo voy a describir el modo de hacer la forma general de la doble T de filtro de muesca:

enter image description here

Para resolver el circuito utilizando análisis nodal qué hacer es convertir la fuente de voltaje Vin a su equivalente Norton de la fuente - es un poco complicado, porque aunque usted tiene que convertir Vin en dos Norton fuentes para dar cuenta de R1 y C1 y luego reorganizar el circuito para compensar. Como este:

current source version

Los puntos 1, 2, y 3 se muestran en sus nuevas posiciones en el circuito equivalente. A continuación, usted debe ser capaz de escribir KCL ecuaciones de inspección y crear un 3 por 3 matriz ampliada en el incógnitas V1, V2, y V3. Usted puede entonces resolver V2/Vo en términos de Vin mediante la regla de Cramer.

El circuito de realimentación, como se muestra en la hoja de datos de TI no debería ser mucho más complicado, ya que la salida es amplificada por U1A y U1B, entonces usted podría crear una similar de la fuente de corriente del circuito equivalente; en lugar de R2 y C2 en mi primer diagrama de ir a la tierra que estaría conectado a una fuente de tensión con un valor de \$Vo*\alpha\$, donde alfa es la división de tensión de relación.

Edit: corregido primer diagrama

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