La conducción de cargas altamente inductivas destruye el driver del mosfet

Question

Antecedentes

Estoy intentando generar algunas tensiones relativamente altas (>200KV) utilizando un sistema de bobinas de encendido. Esta pregunta se refiere a una sola etapa de este sistema que estamos tratando de hacer generar alrededor de 40-50KV.

Originalmente se utilizó el generador de funciones para manejar directamente los MOSFETs, pero el tiempo de apagado era bastante lento (curva RC con el generador de funciones). A continuación, se construyó un bonito controlador de BJT de tótems que funcionaba bien, pero seguía teniendo algunos problemas con los tiempos de caída (el tiempo de subida era estupendo). Así que decidimos comprar un montón de MCP1402 conductores de la puerta.

Aquí está el esquema (C1 es la tapa de desacoplamiento para el MCP1402 y se encuentra físicamente cerca del MCP1402):

simular este circuito - Esquema creado con CircuitLab

El propósito de los transistores del principio es evitar que los voltajes negativos que salen de nuestro generador de funciones (es difícil de configurar y fácil de fastidiar) lleguen al MCP1402. Nuestros tiempos de caída que se envían al MCP1402 son bastante largos (1-2uS) debido a esta burda disposición, pero parece que hay una histéresis interna o algo que impide que esto cause problemas. Si no lo hay y estoy destruyendo el controlador, hágamelo saber. La hoja de datos no tiene ningún parámetro de tiempo de subida/bajada de la entrada.

Esta es la disposición física:

El cable azul va a la bobina de encendido y el negro a la tira de tierra de la mesa. El TO92 superior es el PNP y el TO92 inferior es el NPN. El TO220 es el MOSFET.

Experimento

El problema que acaba de plagar este diseño ha sido una combinación de timbre en la línea de la puerta y tiempos de conmutación lentos. Hemos destruido más MOSFETs y BJTs tótems de los que me gustaría recordar.

El MCP1402 parecía haber solucionado algunos de los problemas: no había timbres, los tiempos de caída eran rápidos; parecía perfecto. Aquí está la línea de la puerta sin la bobina de encendido conectada (medida en la parte inferior del pin de la puerta del MOSFET, donde el cable verde&blanco está conectado arriba):

Me pareció que se veía muy bien y entonces conecté la bobina de encendido. Eso escupió esta basura:

No es la primera vez que veo esta chatarra en la línea de la puerta, pero sí es la primera vez que le saco una buena foto. Esos transitorios de voltaje están excediendo el Vgs máximo del IRF840.

Pregunta

Después de capturar la forma de onda anterior, apagué rápidamente todo. La bobina de encendido no produjo ninguna chispa, lo que me indica que al MOSFET le estaba costando apagarse a tiempo. Mi pensamiento es que la puerta se estaba autodisparando por el timbre y cortando nuestro pico di/dt.

El MOSFET estaba increíblemente caliente, pero después de enfriarse un poco se comprobó con el multímetro (alta impedancia entre puerta-fuente y puerta-drenaje, baja impedancia entre drenaje-fuente después de cargar la puerta, alta impedancia entre drenaje-fuente después de descargar la puerta). Sin embargo, al conductor no le fue tan bien. Quité el MOSFET y sólo puse una tapa en la salida. El driver ya no conmutaba y sólo se calentaba, por lo que creo que está destruido.

Como referencia, la inductancia de la bobina de encendido se ha medido en 9,8mH. La resistencia en serie es de aproximadamente \$2\Omega\$ en DC.

1. ¿Qué es lo que destruyó al conductor? Mi idea es que los grandes transitorios de la puerta encontraron su camino de regreso a la puerta y de alguna manera excedieron la corriente inversa máxima de 500mA.

2. ¿Cómo puedo suprimir este timbre y mantenerlo limpio al conducir la carga inductiva? La longitud de mi puerta es de unos 5 cm. Tengo una selección de ferritas que podría utilizar, pero sinceramente no quiero reventar otro controlador de puerta hasta que alguien pueda explicarme por qué ocurre esto. ¿Por qué no ocurre hasta que le conecto una carga altamente inductiva?

3. No hay ningún diodo inverso sobre el primario de la bobina de encendido. Esta fue una decisión consciente para evitar tapar nuestros picos de tensión, pero podría estar mal informado. ¿Capturar el pico de voltaje primario con el diodo taparía el pico de voltaje secundario en absoluto? Si no es así, con mucho gusto pondría uno encima para evitar necesitar los MOSFETs de 1200V más caros. Hemos medido el pico de tensión de drenaje a fuente a unos 350V (resolución de ~100nS), pero eso fue con un controlador de puerta más lento, por lo que había menos di/dt.

4. Tenemos una selección de IGBTs de 1200V que podrían utilizarse (están aquí en mi escritorio). ¿Tendrían tantos problemas como los MOSFET para manejar este tipo de carga? Fairchild parece sugerir usando esto.

Editar:

Acabo de hacer una simulación en LTSpice de poner el diodo sobre el primario para proteger mi MOSFET. Resulta que eso anula el propósito del circuito. Aquí está la tensión secundaria simulada antes (izquierda) y después (derecha) de poner el diodo a través del primario:

Así que, parece que no puedo usar un diodo de protección.

Answer 1

¡Santa carpa! ¿Intentas hacer conmutaciones de 10 nseg. en una placa sin soldaduras? ¿Y no tienes un diodo flyback en tu transformador?

Si vas a hacer estas cosas, tienes que aprender a respetar la conmutación rápida y las parásitas inductivas. Ve a un plano de tierra y haz que todas tus rutas de conmutación sean lo más cortas posible. Además, pon un tapón de 100 uF (de tantalio, si lo prefieres) a través de tu MCP1402 para que el diodo flyback tenga algo que hacer además de los largos cables de la batería.

¿Ves esos baches regulares en tu forma de onda en vacío? Son oscilaciones de ~40 MHz y no son una buena señal.

Answer 2

Una combinación de la capacitancia de transferencia inversa del IRF840 (120pF), el dv/dt del voltaje de drenaje y el conductor más bien débil (MCP1402) es mi mejor conjetura.

Para empezar, lea la hoja de datos del controlador: en la página 3 dice que la "corriente inversa resistente a la protección contra el enclavamiento" suele ser superior a 0,5 amperios, lo cual es una pista de por qué puede estar fallando ese dispositivo.

Lo siguiente es Q = CV o, dq/dt = I = C dv/dt.

Estoy pensando que la corriente a través de los 120pF con un gran cambio de dv/dt en el drenaje es más de lo que el driver puede soportar. Justo antes de que la imagen de alcance va todo mal veo algo así como 10V cambio en unos 20ns por lo tanto:

I = 120pF x 10V / 20ns - eso es 60mA pero eso es sólo el voltaje visto en la puerta - podría ser diez o cien veces mayor en el drenaje y por lo tanto la corriente podría ser de 600mA a 6A forzando su camino a través del condensador parásito inverso en el chip conductor.

Esta es mi sospecha de todos modos. Yo usaría un driver capaz de diez amperios o al menos encontraría uno que pueda soportar una corriente inversa de diez amperios.

Answer 3

Creo que Andy ha dado en el clavo con la capacitancia de la puerta de drenaje.

Pero también: Mide lo que esto hace a la alimentación de 12V. Eso sería un camino alternativo para los picos a través del controlador de puerta. Actualmente estás mostrando un único condensador de 0,1uF como desacoplamiento, y sospecho que no es suficiente. Usted puede necesitar un amplio espectro de desacoplamiento de 10nF hasta 100 uF o más, y si eso no es suficiente, considerar la alimentación del controlador de puerta y la electrónica sensible de un filtro L-C y su propio desacoplamiento local.

Answer 4

Sólo hay que colocar un condensador MKP de 220..470nF en paralelo al transformador para amortiguar la alta tensión de pico producida por la bobina de inducción. Ahora la corriente interrumpida irá al condensador en lugar de destruir el FET.

Esto se hace en todos los televisores CRT y monitores etapa de salida horizontal.

Answer 5

Su controlador de puerta se está destruyendo debido a los picos de tensión cuando el MOSFET se apaga..
Mira esto: Amortiguadores

Por si otros se encuentran con su pregunta.