MOSFETs paralelos y capacidad de accionamiento de la puerta

Question

Estoy tratando de diseñar un puente completo que pueda manejar hasta 330 A (@ 12V). Estoy poniendo en paralelo 3 MOSFETs por pata, y creo que he encontrado un MOSFET con un RDS(on) lo suficientemente bajo como para hacer esto algo práctico. Aquí está un esquema de los MOSFETs en paralelo en la configuración de medio puente:

Todos los transistores son AUIRF1324S-7P y cada resistencia en el esquema anterior puede suponerse de unos 5. La disipación de potencia en cada MOSFET para 111A es de 20W. Estoy manejando este calor por un disipador de montaje superficial y un ventilador. He escrito cómo llego a la cifra de 20W abajo, en caso de que importe.

Mi principal preocupación ahora es cambiar las pérdidas. La carga total máxima de la puerta del MOSFET es de 252 nC, por lo que la carga total de la puerta de cada pata es de 756 nC (3*252 nC). Si utilizo un driver corriente con capacidad de salida de 2 A, el tiempo de encendido es t = Q/I = 750 nC/2 A = 375 nS. Supongo que tendré muchas pérdidas de conmutación si conduzco mis MOSFETs tan lentamente. Aquí es donde estoy confundido: ¿qué tengo que hacer para conmutar estos MOSFETs más rápido? ¿Utilizar un driver de mayor intensidad?

Asumiendo que uso un driver de 5A, el tiempo se convierte en 150 nS. A una frecuencia de 30KHz, ¿un tiempo de encendido de 150 nS presentará pérdidas de conmutación significativas? Si es así, supongamos que utilizo un driver de mayor potencia, ¿cómo me aseguro de que mi fuente (una batería de plomo-ácido de 12V) es capaz de soportar picos de corriente de hasta 10A?

Esencialmente, mi pregunta se reduce a: si 150 nS presenta pérdidas de conmutación significativas a 30KHz, ¿qué tengo que hacer para conducir mis FETs aún más rápido?

Por supuesto, todo esto supone que no hay resistencias de puerta. La resistencia de puerta ralentizará aún más el encendido. Pero la mayoría de los artículos sobre los MOSFETs en paralelo sugieren que las resistencias de puerta son necesarias para evitar el timbre.

Cálculo de las pérdidas por conducción:

La rds(on) del FET a 175 °C es de 1,6 m. Con cada FET manejando 110 A, la potencia disipada es de ~20W. Quiero ser capaz de mantener una temperatura de 125 °C en estos dispositivos (están clasificados para 175 °C) con una temperatura ambiente de 40 °C. Por tanto, (125-40)/(20) = 4,2 °C/W. Teniendo en cuenta que la resistencia térmica del dispositivo entre la unión y la carcasa es de 0,5 °C/W, necesito un disipador de calor con una resistencia térmica inferior a 3,7. El disipador que he encontrado proporciona 3 °C/W a un flujo de aire de 300 LFM. Así que creo que tengo esta área cubierta (¡espero, al menos!).

Answer 1

Hay muchas pérdidas asociadas a la conmutación, pero parece que lo que más te preocupa es la carga térmica adicional que se introduce en los MOSFETs en el periodo de transición entre el encendido y el apagado. Pensé que sería fácil encontrar algunas notas de aplicación sobre esto, pero sorprendentemente no fue así. Lo mejor que encontré fue AN-6005 Cálculos de pérdidas de MOSFETs síncronos con modelo Excel de Fairchild, cuyas partes relevantes resumiré aquí.

Durante la transición de conmutación, la tensión y la corriente en el MOSFET tendrán aproximadamente este aspecto:

Las pérdidas de conmutación que vamos a calcular son las de los períodos $t2$ y $t3$ debido a la tensión y la corriente en el MOSFET. La forma de abordar esto es calcular la energía de cada transición, y luego convertirla en una potencia media según su frecuencia de conmutación.

Si se mira sólo $t2$ , $V$ es casi constante, y $I$ aumenta de forma aproximadamente lineal, formando un triángulo. Así, la potencia también aumenta linealmente, y la energía total es la integral temporal de la potencia. Así que la energía es sólo el área de ese triángulo:

$$E_{t2} = t_2 \left( \frac{V_{in} I_{out}}{2} \right)$$

$t3$ también forma un triángulo. En este caso, el voltaje está cambiando en lugar de la corriente, pero aún así la potencia forma un triángulo, y el cálculo de la energía es el mismo.

Como el cálculo es el mismo para $t2$ y $t3$ entonces no es realmente importante el tiempo que se pasa en $t2$ vs $t3$ Lo que realmente importa es el tiempo total de conmutación. Las pérdidas de energía de un conmutador son, pues, las siguientes:

$$E_{switch} = (t_2 + t_3) \left( \frac{V_{in} I_{out}}{2} \right)$$

Y la frecuencia de conmutación es el número de veces por segundo en que se produce esta pérdida de energía, por lo que multiplicando las dos cosas se obtiene la pérdida media de energía debida a la conmutación:

$$P_{switch} = f (t_2 + t_3) \left( \frac{V_{in} I_{out}}{2} \right)$$

Así que, tomando su cálculo de que el período de cambio es $150ns$ y la corriente máxima es $330A$ y la tensión $12V$ y la frecuencia de conmutación $30kHz$ las pérdidas de energía por conmutación son:

$$30kHz \cdot 150ns \left( \frac{12V \cdot 330A}{2} \right) = 8.91W$$

Eso es $8.91W$ idealmente, compartido entre tres transistores, por lo que sólo $3W$ cada uno, lo cual es bastante insignificante comparado con sus otras pérdidas.

Esta cifra puede comprobarse con un modelo más sencillo: si se gasta $150ns$ cambiar, y lo haces $30000$ veces por segundo, entonces se puede calcular la fracción de tiempo que se pasa conmutando, y hacer la suposición más pesimista de la potencia total de $12V\cdot330A$ que se pierde en los transistores:

$$\require{cancel} \frac{150 \cdot 10^{-9} \cancel{s}}{\cancel{switch}} \frac{30 \cdot 10^3 \cancel{switches}}{\cancel{s}} \cdot 12V \cdot 330A = 17.82W$$

Por supuesto, durante el periodo de conmutación, la corriente y la tensión medias son sólo la mitad de las máximas, por lo que las pérdidas de conmutación son la mitad, que es lo que acabamos de calcular.

Sin embargo, apuesto a que en la práctica, sus tiempos de conmutación serán más lentos. A " $2A$ El "gate driver" no es una fuente de corriente constante como se supone en estos cálculos. La realidad es bastante más complicada que este sencillo modelo. Además, la corriente estará limitada por la resistencia y, lo que es más importante, por la inductancia de los paquetes de transistores y de las pistas que conducen a ellos.

Digamos que la inductancia del controlador de puerta, del paquete de transistores y de las trazas hasta él es $1\mu H$ . Si su tensión de accionamiento de la puerta es $12V$ entonces $di/dt$ se limita a $12V/1\mu H = (1.2\cdot 10^7)A/s$ . Esto puede parecer mucho, pero en la escala de tiempo de $150ns$ No lo es. Mantener la inductancia baja requerirá un diseño muy cuidadoso.

Por lo tanto, yo diría que estos cálculos muestran que las pérdidas de conmutación pueden ser manejables, aunque no lo sabrás con seguridad hasta que hayas hecho el diseño y lo hayas probado. Incluso si no puedes alcanzar el ideal de un $150ns$ Al cambiar el tiempo, las pérdidas son lo suficientemente bajas en relación con sus otros problemas como para tener cierto margen para hacerlo peor y seguir funcionando.

Tu mayor problema es probablemente conseguir que los tres MOSFETs conmuten al mismo tiempo. De lo contrario, uno de ellos recibirá una parte desproporcionada de la corriente total y, por tanto, se calentará, lo que provocará un fallo prematuro.

Answer 2

Esto es mucha corriente para manejar. Usted no dice aquí lo que el puente completo está impulsando, así que estoy pensando en un transformador seguido por un puente de diodos y luego al filtro LC y la carga. También voy a suponer que el puente es sólo cortar al 50% para cada pierna.

Creo que estás siendo un poco conservador con las pérdidas de conducción, porque cada FET tendrá como mucho un ciclo de trabajo del 50%. Para las pérdidas de conducción AUIRF1324 con 110 amperios por FET que se espera:

$P_{\text{cond}}$ = $\text {DC } i_ {\text {rms}}^2 R_ {\text {ds}}$ = $\text{(0.5)} \text{(110)}^2 \text{(1.4)}\text{(0.0008)}$ = 6.8W

Donde he utilizado un valor nominal para $R_ {\text {ds}}$ (0,8 mOhms) y un multiplicador de 1,4 para $T_j$ de 125C y el ciclo de trabajo (DC) del 50%.

Puedes hacer una estimación de la pérdida de conmutación (de cada uno de los FETs superiores) utilizando:

$P_{\text{sw}}$ ~ $\frac{I_o f_{\text{sw}} V_{\text{in}} Q_{\text{sw}}}{I_g}$ Dónde $I_g$ = $\frac{V_{\text{gmax}}-V_{\text{pl}}}{R_g+R_{\text{driver}}}$ y $V_{\text{pl}}$ es la tensión de meseta de Miller.

Así que, $P_{\text{sw}}$ ~ $\frac{\text{(110A)} \text{(12V)} \text{(30kHz)} \text{(135nC)}}{\text{0.94A}}$ = 5.7W

La pérdida de conmutación de la puerta para cada FET sería:

$P_{\text{gate}}$ = $f_{\text{sw}} Q_g V_{\text{gmax}}$ = $\text{(12V)} \text{(30kHz)} \text{(175nC)}$ = 0.063W

La pérdida óptima del FET será cuando $P_{\text{cond}}$ = $P_{\text{sw}}$ + $P_{\text{gate}}$ . Por lo tanto, este FET está bastante cerca de ser óptimo.

La forma más fácil de manejar los FETs será utilizar un driver de puente H como un LM5104. Cualquiera que sea el driver de puerta que utilices, deberá estar situado lo más cerca posible de los FETs para minimizar la inductancia del circuito de puerta ( $L_g$ ). Resistencia del circuito de la puerta $R_g$ + $R_{\text{driver}}$ tendrá que ser no menos de $\sqrt{\frac{L_g}{C_{\text{iss}}}}$ para evitar el timbre de la puerta.

Cuando pongas los FETs en paralelo asegúrate de que cada uno tiene su propia resistencia de puerta.

Una cosa más en la que pensar

Tenga en cuenta que las fuentes de alimentación conmutadas presentan una impedancia de entrada negativa. Esto significa que si la impedancia de entrada del puente completo es menor que la impedancia de salida de la fuente de alimentación de entrada, el sistema oscilará. 330A a partir de 12V son 36 mOhms. Por lo tanto, la fuente de alimentación de entrada, incluyendo cualquier filtro de entrada que pueda tener, necesitará una impedancia de salida de unos 18 mOhms para evitar la oscilación.

Answer 3

¿Qué tengo que hacer para impulsar mis FETs aún más rápido?

He leído las respuestas, pero no creo que nadie haya dicho que el voltaje de la puerta esté unos pocos voltios por debajo del voltaje de la fuente - esto significa que puedes descargar la puerta completamente en un tiempo más rápido y durante el período en que esos FETs están apagados puedes devolver el voltaje de la puerta (con relativa tranquilidad) de nuevo al voltaje de la fuente (o tal vez incluso un poco más alto) listo para la siguiente embestida.

Los FETs de lado alto - son seguidores de fuente y supongo que es porque no puedes encontrar un canal P que haga el trabajo. Hay que tener un poco más de cuidado al conducirlos porque la fuente sigue a la salida. Yo estaría tentado a utilizar un transformador para proporcionar una fuente aislada para esos controladores FET y utilizar un transformador realmente rápido para transferir la señal de accionamiento hasta ese circuito. Una vez más, tomar la puerta negativa cuando se apaga es necesario creo.

Aquí está un bosquejo de cómo conducir los seguidores de la fuente con sólo un transformador de accionamiento, aunque creo que se necesita un transformador de potencia y conductor, así como sólo el transformador de accionamiento: -

¿Cómo puedo asegurarme de que mi fuente (una batería de plomo-ácido de 12V) es capaz de soportar picos de corriente de hasta 10A?

Mi pregunta es cómo manejará esta fuente la 330A. Los picos de corriente se solucionan con condensadores de alta calidad cerca de los FETs y buenas prácticas de diseño.

¡¡Buena suerte en esto y no te preocupes por quemarte los dedos!!

Answer 4

Lo que te está decepcionando aquí es la velocidad del tiempo de subida (Tr) del AUIRF1324S-7P, que es de 240ns.

Puedo pensar en un MOSFET que está en un paquete que puede manejar 240A, está limitado por el silicio a 1000A, por lo que cualquier tiempo de conmutación de 5ns donde un FET se enciende antes que otro no dañará la unión. Se vende por menos de 5 dólares cada uno y supera en 5 veces al AUIRF en todas las mediciones de velocidad. Sólo se necesitan dos juntos para producir 500A.

Deberías comprobar los gráficos reales de la fuente de corriente de la compuerta para los controladores porque algunos que están clasificados en promedio en 2.5A en los folletos tienen clasificaciones máximas de 3.8A en Vgs max

Muchos de los controladores clasificados para 2A sólo alcanzaban un máximo de 1,96A a Vgs máx.