¿Cómo mejorar el actual lazo de control en la fuente de alimentación?

Question

Estoy trabajando en MCU programable banco fuente de alimentación. Su rango es de 0-50V y 0-3A programado en 10mV y 10mA incrementos. Será publicado como hardware libre y de código fuente para que cualquiera pueda usarlo en caso de encontrar algo útil. Mi "experiencia" es más sobre la digital y el software, a continuación, analógico lado y tengo algunos problemas con el principal regulador de circuito. Control de tensión de bucle funciona digamos que aceptable para los que no sean de grado profesional de equipos de. Tan lejos como puedo medir PS (fuente de alimentación) en la CV (voltaje constante) modo (1A carga resistiva) obras de predicción y la estabilidad y la precisión es muy buena. Salida de la ondulación y el ruido está dentro de 2mV utilizando sólo lineal de serie del regulador pero 100Hz componente (por rectificado Europea AC) es, por desgracia todavía presente y visible. Estoy hablando acerca de la situación actual, que no incluye previsto conmutación preregulator.

Algo que está lejos de ser ideal es el control de corriente de bucle. Primero me dediqué algo de tiempo para hacerlo estable desde que fue oscilaba cada vez cuando PS entrar en CC (corriente constante) de modo. Hasta ahora me han solución viable con la adición de C10 (los 150pf) como retroalimentación negativa sobre el transistor Q4. Con la misma carga (1A) en el modo CC de salida de la ondulación y el ruido es enorme 50mV. He intentado muchas cosas y es algo que yo todavía no saber cómo jugar con los polos y ceros en la práctica para asegurar la estabilidad y una buena regulación. Mi pregunta es ¿cómo mejorar el circuito presenta a continuación para obtener una mejor regulación de la carga y evitar problemas de estabilidad.

Me quité de la esquemático para el bien de la simplicidad de control digital (ADC/DAC/MCU). Conmutación pre-regulador y de control de tensión de bucle se dibujan como cajas. I_SET está utilizando para establecer max. actual (0-1.5 V para 0-3A). -2V derivados de -15V utilizando ZD2 fue obligado a ir a 0V de lo contrario no va por debajo de aprox. +1.6 V. No es agradable en absoluto, pero actualmente no tengo idea de cómo eliminar ese problema.

EDIT1 (2014-10-30):

Una nueva propuesta en conformidad con gsills sugerencias y la decisión de cambiar de derivaciones de corriente del monitor se muestra a continuación. La imagen que se exporta desde TINA 9 simulador. La nueva propuesta también se requiere inferior de la T4 de voltaje del emisor para llegar a 0V, por tanto, diodo Zener es ahora 9.1 V. COMO se puede ver I_OUT tensión de referencia se invierte. Me pregunto ¿es posible de alguna manera el uso de posibilidad para revertir la derivación de monitor de insumos para la negativa actual de lecturas que con algunas modificaciones adicionales es posible utilizar positivo I_SET valores como antes.

EDIT2 (2014-11-07):

Llegué ayer INA193 que me decidí a utilizar para realizar más pruebas. La ganancia es ahora de 20 v/V y todavía estoy usando R010 de la resistencia de derivación que es un poco pequeña, ya que TI recomendación es tener un 100mV caída en la resistencia de derivación para la escala completa. Por lo tanto, el valor óptimo para la 3A será R033 pero probablemente voy a terminar con R025/3W (75mV para la escala total) que es más fácil de encontrar. Los nuevos esquemas se muestra a continuación. IC2C se agrega a invertir I_REF voltaje (0-1.5 V para 0-3A). Por favor, tenga en cuenta que la conmutación de preregulator y control de tensión de bucle no se implementan (voltaje de lazo de control necesitan ser invertida, preregulator está a la espera de ser evaluados).

Gracias a Gsills recomendaciones de algunas cosas importantes se logró:

1. C5 entre Q4 C y B no es más necesario (antes de sin ti actual lazo de control era inestable).
2. Bucle de retroalimentación para la IC2A ahora puede funciona con una resistencia añadida en serie con C9 (antes de agregar cualquier valor de corriente de lazo de control inestable).
3. De control más simple de Q1 (BF245B ya no es necesario).

\$Vout\$ rizado es todavía considerable, alrededor de 50mVpp para 1A y 250mVpp para 3A (carga completa).

Como se muestra en la imagen de arriba, el principal componente de rizado y ruido es de 100 hz, que por alguna razón este lazo de control no puede rechazar/filtro correctamente. He añadido una entrada adicional C6 (probado con hasta 10mF), pero que no mejoran la situación. Así que, ahora permanecen la cuestión de cómo reducir 100Hz en la salida? Otra cuestión importante surgir en el ínterin: cómo poner bajo control a través de un disparo durante el encendido y apagado? Es posible lograr que con N-MOSFET de canal o P-canal debe ser utilizado (es decir, IRFP9240)?

Answer 1

Principales conclusiones acerca de este bucle de corriente, basado en un drive-by análisis. El bucle tiene demasiada ganancia, y que la ganancia es demasiado variable en el intervalo de la tensión de salida. Además, es dudoso que la restricción de ancho de banda forzado por la INA282 es comprendido.

Vamos a ir a través de cada etapa del bucle, en orden de importancia, para ver cómo se ven.

FET de Conducción Aplicaciones de la Etapa

Esta es la etapa más importante en el bucle ya que tanto la tensión de bucle y el bucle de corriente dependen de él. Lío esta etapa y habrá dos problema de los bucles por el precio de un error.

El IRFP240 (Q1) es impulsado por un discreto amplificador de emisor común y base común de pila de T4 y T2. Es casi un amplificador cascode, pero debido a R5 existencia y la modulación de Q2-B por Q1-S, no es bastante. Aproximado de ganancia de la etapa es la relación de impedancia en el Q2-C a la impedancia en el Q4-E. Dominante de la impedancia en el Q2-C es el JFET Q3 que actúa como fuente de corriente con \$V_{\text{gs}}\$ = 0, mientras que el dominante de la impedancia en el Q4-E termina siendo \$r_e\$ de la T4.

JFETs como Q3 suelen tener variación en \$I_{\text{dss}}\$ de varias mA unidad a unidad, pero lo más importante, el canal de la impedancia puede variar en varios órdenes de magnitud como una función de \$V_{\text{ds}}\$. Si \$V_{\text{ds}}\$ es de ~2V \$R_{\text{ds}}\$ probable que sea alrededor de 1 kohm. Como \$V_{\text{ds}}\$ aumenta a ~10V \$R_{\text{ds}}\$ aumentará demasiado a algo como 20kOhms. Estas piezas no realmente empiezan a comportarse como fuentes de corriente hasta que \$V_{\text{ds}}\$ > 10V. Para alta tensión de salida (\$V_o\$) ganancia del amplificador será la más baja y a baja \$V_o\$ amplificador de ganancia será mayor.

BJTs como T4 tendrán \$r_e\$ valores de alrededor de 1 Ohm a 10 Ohmios normalmente. No es directamente un parámetro especificado y será una función de la corriente y la temperatura. Puede parecer R13 sería pantano de la naturaleza de \$r_e\$. No es así, ya que R13 se omite por C14, lo que queda es sólo \$r_e\$. Para los cálculos de aquí, elija \$r_e\$ = 7 Ohmios. Tome la proporción de 1 kohm a 20kOhm por \$r_e\$ y encontramos que más de la gama de \$V_o\$ ganancia del amplificador podría variar entre aproximadamente 40 db y 70 db a 1kHz. Demasiada ganancia, pero principalmente demasiada variación a ser utilizable.

Aquí están algunas cosas a mejorar el rendimiento de esta etapa:

• Deshacerse de C10, es poner a un poste en una frecuencia que nada o con un cero.
• Conecte C12 y C14 ZD2 cátodo, en lugar de T4-E, así como de no omitir R13.
• Aumentar el valor de la R13 para reducir la ganancia. Tal vez tanto como 300 Ohmios.
• Deshacerse de R5, no está haciendo nada para ustedes.
• Deshacerse de C3, hace que dominó el rechazo peor.
• Deshacerse de C6, no es necesario.
• Reemplazar la Q3 con R4 y aumento de 10kOhms para eliminar las variaciones de la ganancia con el cambio de voltaje. Máxima de disipación en un 10k ohm debe ser ~ 0.25 W, por lo que el uso de 0,5 W de la parte.

Todo esto permitirá que el amplificador producirá un menor y más estable de ganancia con una respuesta plana a cabo el pasado 10 khz.

Sentido Actual Amp

IC1 es un diff aplicaciones etapa en la que, junto con R1, hace un inter-dominio de la conversión de corriente a voltaje. Un vistazo a la descripción de título en TI sitio web muestra la INA282 a estar en el Cero Deriva de la familia de amplificadores, lo que significa que es una de capacitores conmutados parte. Lo que hace de esta una muestra de datos de bucle. Así, en este regulador lineal, el bucle de corriente será similar a la de una fuente de poder porque, de Nyquist.

Esquema muestra de ganancia del amplificador a 50 V/V, que es de 0,5 V/A o a -6dB. La ganancia va a ser plana a 10kHz o así, y luego, en alrededor de 100 khz, la ganancia y la fase de accidente, como una carga de ladrillos sobre un acantilado a causa de la toma de muestras. Será deseable tener el bucle de ancho de banda mayor que 10kHz debido a la rápida pérdida de fase en las frecuencias más altas.

Desde esta etapa se ha de-6dB de ganancia, el resto de las etapas combinado puede tener un máximo de alrededor de 20 khz de ancho de banda. Por ejemplo, a 1kHz las etapas restantes combinado podría tener una ganancia máxima de 26 db con un de-20dB/década el valor de atenuación para el buen rendimiento del circuito.

La ganancia y la Fase de Amplificador de Error

Esta fase se inicia con IC2D (TL074) como un diff amperio, seguido por IC2A como no inversor integrador. Ya existe un buen equilibrado diff aplicaciones de etapa (INA282 - IC1) este segundo diff aplicaciones no es necesario. Habrá una manera mejor de hacer cualquier ganancia y el cambio de nivel sin necesidad de utilizar otro diff aplicaciones, de una manera que no sería necesario un montón de estrecha tolerancia de las resistencias.

No invertir en un integrador de error de aplicaciones. Muchos problemas con el no inversor integrador de uso, afirmó categóricamente, la pérdida de flexibilidad y opciones. El mínimo alcanzable ganancia es 0 db, pero por lo general, y en este caso no es la excepción, ganar menos de 0dB va a ser necesario para algunas de las bucle de ancho de banda.

He aquí una idea. Gire a la IC2A y IC2D en la inversión de fases. Hacer IC2D una unidad de ganancia del inversor y de alimentación de +2.5 Vref en su no entrada inversora a través de una resistencia de 10kOhm para cuidar de la compensación. Se tendrá una mejor precisión utilizando el 1% de las resistencias que el diff aplicaciones utilizando 0.1% de resistencias. Hacer IC2A una inversión de integrador y alimentación I_Set en su no entrada inversora a través de un 30kOhm resistencia. Usted tendrá que añadir una resistencia en serie con C9 a cero, pero tendrás total control sobre dónde es, además de la ganancia puede ir a menos de 0dB y mantener -20dB/década el valor de atenuación de hasta que usted necesita que cero.

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Edit: Acerca de la asignación de I_Set Io mediante la inversión de amperios. Desde IC2D ahora tendría que invertir la señal de corriente, I_Set tendría que ser invertida. Esto no debería ser un problema ya que un micro-controlador se utiliza para determinar I_Set. Pero dado que la mayoría de los micros no tienen negativo de salida, un desplazamiento a la no-entrada inversora de IC2D será necesario. Para el caso IC2D tiene una ganancia de alfa, una ecuación para I_Set sería:

I_Set = offset - alfa(CSgain Io - offset + Vref)

donde CSgain es la ganancia de la actual sentido aplicaciones (incluyendo R1), el offset es el voltaje de offset aplica a la no-entrada inversora de IC2D, alfa es la ganancia de IC2D, y Vref es cualquier referencia de voltaje aplicado a la actual sentido aplicaciones de IC1.

Por ejemplo, si CSgain=0.5 V/A y Vref=0V y offset=0.75 V, I_Set se reduciría de 1.5 V a 0V como Io mayor de 0A 3A.

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Una Palabra Acerca De La Alimentación

\$V_o\$ de 0V a 50V con \$I_o\$ hasta 3A es un montón de rango de una lineal. Digamos que el Prereg voltaje es 58Vand \$V_o\$ a 3V con una corriente de carga de la 3A. Q1 \$V_{\text{ds}}\$ será 55Vand su poder, será 165W. El mantenimiento de una temperatura de unión de 150 C con una temperatura ambiente de 25 ° C requeriría una resistencia térmica total, de unión a la temperatura ambiente, de 0,76 C/W. por Desgracia 0.76 C/W es menor resistencia térmica de la unión para el caso de resistencia térmica de un IRFP240, así que nada corto de refrigeración es de ayuda.

Si usted realmente desea para el suministro de ese rango de voltaje y corriente, el preregulator de salida se tienen que seguir la pista \$V_o\$ permitiendo Q1 \$V_{\text{ds}}\$ de 8V a 10V como espacio para la cabeza. Que acabaría con 24W 30W en la Q1.