Ya he construido varios circuitos basados en el TL494. Anteriormente he tenido problemas con el timbre severo de las puertas del MOSFET, pero eso parece ser un problema ahora.
Aquí está el esquema, finge que el DIP16 es un TL494.
Este circuito está construido alrededor de un TL494 que conduce a los controladores de compuerta push-pull en una configuración de fuente de corriente. Los controladores push-pull están configurados de tal manera que los MOSFETs están normalmente apagados.
Aquí está el listado de las piezas:
C1 Ceramic Capacitor package 200 mil [THT, multilayer]; capacitance 100nF; voltage 6.3V
C2 Ceramic Capacitor package 200 mil [THT, multilayer]; capacitance 100nF; voltage 6.3V
C3 Ceramic Capacitor package 200 mil [THT, multilayer]; capacitance 100nF; voltage 6.3V
C4 Electrolytic Capacitor package 200 mil [THT, electrolytic]; capacitance 1µF; voltage 6.3V
C5 Ceramic Capacitor package 200 mil [THT, multilayer]; capacitance 100nF; voltage 6.3V
C6 Ceramic Capacitor package 200 mil [THT, multilayer]; capacitance 100nF; voltage 6.3V
C7 Ceramic Capacitor package 200 mil [THT, multilayer];
D1 Rectifier Diode 10A type Rectifier; variant PCB laydown; part # P1000K
D2 Rectifier Diode 10A type Rectifier; variant PCB laydown; part # P1000K
Q1 NPN-Transistor package TO92 [THT]; type NPN (EBC)
Q2 PNP-Transistor package TO92 [THT]; type PNP (EBC)
Q3 NPN-Transistor package TO92 [THT]; type NPN (EBC)
Q4 Basic FET N-Channel package DPak [SMD]; type n-channel
Q5 Basic FET N-Channel package DPak [SMD]; type n-channel
Q6 NPN-Transistor package TO92 [THT]; type NPN (EBC)
Q7 PNP-Transistor package TO92 [THT]; type PNP (EBC)
Q8 NPN-Transistor package TO92 [THT]; type NPN (EBC)
R1 100 Resistor bands 4; package THT; resistance 100; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R2 2k Resistor bands 4; package THT; resistance 2k; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R3 2k Resistor bands 4; package THT; resistance 2k; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R4 10 Resistor bands 4; package THT; resistance 10; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R5 100 Resistor bands 4; package THT; resistance 100; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R6 2k Resistor bands 4; package THT; resistance 2k; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R7 2k Resistor bands 4; package THT; resistance 2k; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R8 10 Resistor bands 4; package THT; resistance 10; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R9 220 Resistor bands 4; package THT; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R10 400k Resistor bands 4; package THT; resistance 400k; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R11 400k Resistor bands 4; package THT; resistance 400k; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R12 0.1 Resistor bands 4; package THT; resistance 0.1; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R13 220 Resistor bands 4; package THT; resistance 220; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R14 1k Resistor bands 4; package THT; resistance 1k; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
R15 1k Resistor bands 4; package THT; resistance 1k; tolerance ±5%; pin spacing 400 mil
U1 TL494 package DIP16 [THT]
U2 POT package 3362u; variant 100k_3362u
U3 POT package 3362u; variant 100k_3362uEl condensador de sincronización (C7) y la resistencia (R9) que utilicé me dieron una frecuencia de funcionamiento de unos 29 kilohercios según mi osciloscopio.
Los MOSFETs están marcados como 4804NG, los saqué de una placa base de Dell. Por lo que puedo decir esto es la hoja de datos:
http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/NTD4804N-D.PDF
Todos los transistores que componen el driver push-pull son 2N3904/2N3906. Estos sólo tienen una potencia nominal de 200 miliamperios, pero parecen funcionar aceptablemente.
No he seleccionado ningún diodo para D1 y D2 para que actúen como diodos flyback. El diodo dentro del MOSFET tiene una recuperación inversa de 35 nanosegundos, no pude encontrar diodos más rápidos que esto.
Aquí está una foto física de la configuración. Traté de poner todo lo más cerca posible.
La resistencia de detección de corriente está temporalmente cortocircuitada por un trozo de cable. Añadí un condensador de 68 pF directamente en el pin del TL494 que alimenta para eliminar el ruido. Pero todavía estaba recibiendo la reducción del ciclo de trabajo porque el valor de 0,47 ohmios es demasiado alto. Es más fácil simplemente cortocircuitarlo, las fuentes de alimentación no pueden suministrar suficiente corriente para dañar los MOSFETs.
El cable blanco que sale de los drenajes de cada MOSFET está trenzado y tiene termocontracción. Los MOSFETs están en la parte inferior de la placa, ya que son DPAK. El primario del transformador tiene una toma central con 20 vueltas totales. El secundario sólo tiene 11 vueltas. El núcleo es algo que compré en Amazon a granel.
Hay un condensador MPP de 4,7 uF conectado a través de la toma central y tierra. Está ahí para beneficiar a la fuente de alimentación conmutada. Sin él, la regulación de la fuente de alimentación es increíblemente pobre. No creo que hayan sido diseñados con este uso en mente.
He añadido al otro lado del punto donde se conectan los drenajes un snubber RC. Es un condensador de 4,7 nF en serie con una resistencia de 1000 ohmios. La elección de la resistencia parece importar muy poco. Añadiendo esto se elimina el timbre de los drenajes en una condición sin carga.
Este es el circuito en funcionamiento, funcionando con una fuente de alimentación de 12 voltios. Aquí no tengo carga en la salida. Estoy usando la puerta de uno de los MOSFETs (canal 2 en azul) para disparar.
El canal 2 es la salida del secundario 
El canal 2 en las siguientes imágenes es el drenaje de uno de los MOSFETs, No hay carga en el secundario:
Carga de 22 ohmios en el secundario, con zoom de flanco ascendente y descendente:
Carga de 6,8 ohmios en el secundario, con zoom de flanco ascendente y descendente:
En ambos casos, con una carga, hay una oscilación con una frecuencia de unos 4 megahercios. No creo que esto sea un problema. Por lo que he podido saber el tiempo muerto del TL494 está internamente en un mínimo de alrededor del 3%. Sin embargo, la hoja de datos del TL494 especifica un ciclo de trabajo para los transistores de salida de no más del 90% en una configuración push-pull. Así que, básicamente, el tiempo muerto ya está en el mínimo que se puede lograr en estas trazas de alcance. En cualquier caso, el problema no es la oscilación durante el tiempo muerto, sino el pico de tensión inicial.
Con la carga de 6,8 ohmios, la corriente debería ser de unos 1,75 amperios. La Vpp indicada por el indicada por el indicador es de 34 voltios. Esto está muy cerca del valor de las hojas de datos de 30 voltios para la ruptura de los MOSFETs. Estoy bastante seguro de que los MOSFETs se descomponen de drenaje a fuente y esta es la razón por la que el Vpp no es más alto.
También hice funcionar el circuito con 5 voltios en el primario y una carga de 3 ohmios en la salida. Sigo obteniendo los mismos 34 voltios Vpp en el secundario.
Tengo entendido que siempre debería esperar ver el doble de mi tensión de alimentación en un diseño push-pull, porque es efectivamente un autotransformador. Pero estoy viendo picos mucho más altos que eso.
¿El pico de tensión es intrínseco a la topología push-pull? ¿Hay algún fallo en mi diseño o en la disposición de mi placa? ¿Hay algo que pueda cambiar o añadir para eliminar este problema? Podría utilizar MOSFETs con un voltaje de ruptura muy alto, pero estos tienden a tener un gran valor para la resistencia totalmente aumentada.
Actualización: Entre cada unión drenaje-fuente puse un condensador de 47 nF en serie con una resistencia de 10 ohmios. Esto parece mantener los picos por debajo de 34 Vpp cuando se utiliza una fuente de 5 voltios. ¿Por qué esto suprime los picos?
2 votos
La pregunta está bien hecha en general. Hazle la justicia de mejorar el diagrama un poco más para que Olin te tome en serio y se ponga en su modo tan útil y servicial. En este caso debería hacerlo, pero tenderá a no hacerlo. Es decir, tienes que deshacerte de las pocas líneas diagonales desagradables e innecesarias del diagrama. Cuadrarlas debería suponer un esfuerzo mínimo. Si es difícil, deberías cambiar los paquetes de captura de esquemas - como te dirá Olin :-). Quitar la etiqueta "Fritzing" de color rojo a un toro también puede ayudar :-). ...
1 votos
... Conecte pequeños diodos Schottky de polaridad inversa tan cerca físicamente del FET como pueda para que la longitud eléctrica sea súper corta (y por tanto la inductancia baja) a través de la conexión GS del FET. Estas transiciones Vgs abrazadera en muy por debajo de FET Vth por lo que la energía se quita que de otro modo permite +ve va timbre o ruido espurio. | Informe.
2 votos
Tu inductor de carga y la red Zoebel parecen estar curiosamente ausentes en el diagrama. || OK - para trabajar: (1) Tienes dos grandes circuitos semi-sintonizados de VHF / UHF conectados a tus FETs. A ti te parecen sondas de alcance y cables de tierra. Intenta usar la sonda SIN tapa y con una pequeña bobina de cable en la que la punta encaje en el punto de medición y con unas cuantas vueltas de cable enrolladas alrededor del manguito de tierra de la sonda del osciloscopio y soldadas a la tierra del circuito tan cerca de las conexiones de la fuente del MOSFET como puedas conseguir. Puede ocurrir algo mágico. |